（信号与信息处理专业论文）wcdma系统上行链路扩频码同步算法研究.pdf

中文摘要 中文摘要 w c d m a 系统是第三代移动通信系统中一种采用直接序列扩频的空中接口技 术。在w c d m a 系统中，为正确解扩解调接收到的扩频信号，接收机本地产生的 扩频码( p n 码) 相位必须和接收信号中的扩频码相位完全同步；同时移动通信环 境中的传输信号由于接收机和发射机之间的直达路径有可能被建筑物或其他障 碍物所阻碍，总是经过折射或反射的多条路径后才到达接收机，从而产生多径信 道。利用扩频码的自相关特性，可以使用r a k e 接收对接收信号进行处理，从而 有效分离可分辨多径。这需要采用扩频系统中扩频码同步技术，即：多径搜索粗 略地估计p n 码相位，同步跟踪精确确定p n 码相位。评估扩频码同步的性能主要 考察码同步输出结果的捕获概率和虚警概率。同时由于多径搜索和同步跟踪是在 硬件上进行处理，实现电路的复杂度也需要考虑。因此，扩频码同步技术的设计 应在提高接收机性能的基础上兼顾降低系统复杂度。 本论文首先介绍扩频系统中采用的p n 码同步技术，然后结合w c d m a 上行链 路的特点，提出适合w c d m a 上行链路的扩频码同步方案。并与现有的多径管理、 信道估计和最大比合并等算法构成完整的上行链路r a k e 接收方案。分别采用 p d 佃f 方法和b l e r j e b n 。方法对同步方案进行仿真，仿真结果表明，本论文提出的 扩频码同步方案的捕获概率和虚警概率能满足要求，同时总体接收机方案能达到 3 g p p 协议中上行链路的性能要求。 关键词：w c d m a ，多径搜索，同步跟踪，r a k e 接收机 a b s tr a c t a b s t r a c t i nw c d m a s y s t e mw h i c hu s e sd i r e c ts e q u e n c et os p r e a ds p e c t r u m t h es p r e a d s p e c t r u mc o d er p nc o d e ) p h a s eo f 也er e c e i v e rm u s tb es y n c h r o n i z e dw i t ht h a to f t h er e c e i v e ds i g n a lp r e c i s e l yt od e s p r e a da n dd e m o d u l a t et h es i g n a l c o r r e c t l y m u l t i p a t hc h g r i l l e le x i s t si nt h em o b i l ec o m m u n i c a t i o ne n v i r o n m e n tf o rt h er a d i o s i g n a lr e f l e c t i o nb yo b s t a c l e sb e t w e e nt r a n s m i t t e r sa n dr e c e i v e r s b yu s i n gt h e a u t o c o r r e l a t i o no ft h es p r e a ds p r e c t n u nc o d e r a k er e c e i v e tc a l lp r o c e s sr e c e i v e d s i g n a l sa n dt h e r e f o r em u l t i p m hc o m p o n e n t sc a nb er e s o l v a b l e s y n c h r o n i z a t i o n t e c h n i q u eo fs p r e a ds p e c t r u mc o d ei su t i l i z e di nt w os t a g e s m u l t i p a t hs e a r c h e r c o a r s e l ye s t i m a t e st h ep nc o d ep h a s ea n dc o d et r a c k i n gc o n f i r m 也ep nc o d ep h a s e p r e c i s e l y b e c a u s em u l t i p a t hs e a r c h e ra n dc o d et r a c k i n ga r ea c c o m p l i s h e do nt h e h a r d w a r e ，t h ec o m p l e x i t yo ft h ec i r c u i ts h o u l db ec o n c e r n e d t h ed e s i g no fp nc o d e s y n c h r o m z a i o ns h o u l df i n dat r a d e 一0 行b e t w e e nt h ep e r f o r m a n c ea n dt h ec o m p l e x i t y o ft h er e c i e v e r i nm i sp a p e r ，t h ep nc o d e s y n c h r o n i z a t i o nt e c h n i q u e i n s p r e a ds p e c t r u m c o m m u n i c a t i o ni si n t r o d u c e d a n dt h ep nc o d es y n c h r o n i z a t i o ns c h e m ea d e q u a t e f o rt h ew c d m au p l i n ki sp r e s e n t e da n dc o m b i n e dw i t hf i n g e rm a n a g e m e n t c h a n n e le s t i m a t i o na n dm r ca l g o r i t h m st oc o m p l e t et h er a k er e c e i v e rs c h e m e s i m u l a t i o n so np d p fa n dp d e b n os h o wt h es c h e m eh a sg o o dp r e f o r m a n c ea n dm e e t s t h er e q u i r e m e n to f w c d m a u p l i n ki n3 g p pp r o t o c o l s k e y w o r d s ：w c d m a ，m u l t i p a t hs e a r c h e r , c o d et r a c k i n g ，r a k er e c e i v e r i i 图目录 图目录 图2 一lp n 码的捕获原理 图2 - 2p n 码的单驻留捕获方案 图2 3 多驻留时间的捕获方案 图2 - 4 序贯检测的捕获方案 图2 5d l l 跟踪p n 码相位 图2 - 6d l l 的误差信号8 【f j 图2 7 非相干跟踪环路线性模型 图3 1w c d m a 系统上行链路处理过程 图3 - 2 上行链路d p d c h d p c c h 帧结构 图3 3 上行链路专用物理信道的扩频 图3 - 4 上行链路调制 图3 5r a k e 接收机原理图 图3 - 6 上行扰码序列产生器结构图 图3 7 多径搜索和同步跟踪在r a k e 接收机中的位置 图3 8p n 码的自相关特性图 图3 - 9 多径搜索器结构框图 图3 一l o 多径检测结构 图3 1 1 匹配滤波器结构 图3 1 2 相干积分损失与频偏的关系图 图3 1 3 不同非相干积分长度的r o c 曲线 图3 1 4 非相干延迟锁定环 图3 - 1 5 信道估计结构框图一 图4 - i 码同步算法仿真原理图 图4 2 仿真链路结构示意图 图4 3c a s e1 信道误块率仿真结果比较 图4 4c a s e2 信道误块率仿真结果比较 图4 5c a s e3 信道误块率仿真结果比较 图4 6c a s e4 信道误块率仿真结果比较 心j 加n 坦他博m捧加h鸵巧拍拍盯弛弭如钙钳钙拍 图目录 图4 7s t a t i c 信道误块率仿真结果比较， 图4 - 8c a s e1 信道误块率仿真结果比较 图4 - 9c a s e2 信道误块率仿真结果比较， 图4 1 0c a s e3 信道误块率仿真结果比较 图4 - 1 1c a s e4 信道误块率仿真结果比较 图4 1 2s t a t i c 信道误块率仿真结果比较 v 4 7 4 8 4 9 5 0 5 l 5 2 表目录 表目录 表3 1 等效积分长度和滤波系数对应关系 表3 - 2 搜索器更新时间与p 对应关系 表4 - 1 不同相干积分长度配置时码同步的捕获概率和虚警概率 表4 2 不同非相干积分长度配置时码同步的捕获概率和虚警概率 表4 3 不同e b n 。情况下码同步的捕获概率一 表4 - 4 不同e b n o 情况下码同步的虚警概率 表4 5 仿真链路参数设置 表4 63 g p pt s2 5 1 0 4 信道参数 表4 73 g p pt s2 5 1 0 4 信道性能要求 表4 8 各信道达到b l e r 1 ) 个相关器，实现电路需要的资源巨大。同时检测概率、 虚警概率也会影响捕获时间。因此在设计一个实际的p n 码捕获方案时，必须 根据通信系统的实际情况，在各项指标中通过折衷找到合适的方案。 2 2 2 伪随机序列捕获方案研究 对于p n 码的捕获，通常的捕获方案从实现结构上可以分为并行捕获、串 行捕获和兼有串并行结构的混合捕获；从解扩运算方法上可分为基于滑动相关 器的捕获和基于匹配滤波器的捕获；从处理域上可分为时域捕获、频域捕获。 对于基于相关器的捕获，又可分为固定相关长度检测和可变相关长度的序贯检 7 电子科技大学硕士学位论文 测等。另外，为了增加检测概率，减小虚警概率，还会进行多级门限检测或者 自适应门限检测等。本节将介绍一些常用的捕获方案【2 0 【2 1 【2 2 。 2 2 2 1 并行捕获方案 图2 1 所示的就是一种p n 码的并行捕获方案，该方案将接收到的信号和 2 n 个不同相位的本地p n 码同时进行相关运算，检测器同时检测2 n 个相关值， 经过选择器选取相关值最大的一路，将其对应的p n 码作为同步的p n 码。在 检测概率乃= 1 ，虚警概率p 产0 时，该方案捕获所需时间最短，为咒= 乃= g 疋( g n ) 。其中g 为相关积分长度，n 为p n 码长度。这种方案需要2 n 个 相关器，实现电路最为复杂。 2 2 2 2 串行捕获方案 固定驻留时间的串行捕获方案又称为滑动相关法，可以分为单驻留和多驻 留两种方法。 如图2 2 所示的单驻留捕获方案，只使用一个相关器，其实现电路所需资 源最少。该方案使接收信号与本地产生的p n 码进行相关运算，将相关器积分 输出值送入一个门限比较器，当该值低于设定的某一门限值时，说明本地p n 码相位与接收信号中的p n 码相位不同步，门限比较器输出信号给搜索控制时 钟，使它改变本地p n 发生器所产生的p n 码相位状态( 相位状态变化量为每 次提前疋2 ) ，重复该过程。这些操作一直进行到积分器输出值超过门限设定值， 门限比较器将不再输出控制信号改变p n 码相位，从而实现p n 码的捕获。 图2 - 2p n 码的单驻留捕获方案 设p n 码长度为n ，码片间隔为疋，在检测概率功= 1 ，虚警概率毋= 0 时 搜索p n 码一个周期( n 个码片) 的时间，也就是最大捕获时间为z k 鲥= 2 n t d 第二章扩频系统的同步 如果本地p n 码与接收信号中的p n 码相位一开始时就一致，则经过一次积分， 不需要再搜索就实现了捕获，即最小的捕获时间为z 知= 殆，这样串行捕获方 案的平均捕捉时间为： = ( + ) 2 = ( n + 1 2 ) 乃霸= g i ( 2 - 1 ) 因此这种捕获方案的平均捕获时间是著行捕获方案的平均捕获时间的n 倍。同时平均捕获时间与检测概率和虚警概率有关，在检测概率p e 1 ，虚警 概率尸，一0 时，则串行捕获方案的平均捕获时间为： r o ：华n t a ：警n c r c ( 2 - 2 ) 此时的平均捕获时间至少是积分时间翰的n 倍，并随着检测概率的减小 而增大。 单驻留时间捕获方案的缺点是捕获时间长，这是因为该方案检测一个非同 步相位所耗的时间和检测一个同步相位所耗的时间是一样的。要有效地缩短捕 获时间，可以让检测器尽量迅速地检测出非同步相位，并立即放弃这一相位而 进入下一相位的检测。如图2 - 3 所示，多驻留时间的捕获方案试图解决这个问 题，该方案的驻留时间呈阶梯状上升直到检测失败。 设定门限 接收信号 j d t f “d t 广d t 差婴卜匡亟堕 判决器 只有在所有的 支路相关值输 出都大于设定 门限值时，才 停止调整本地 p n 码相位 图2 3 多驻留时间的捕获方案 多驻留捕获方案是对同一个相关值进行多路检测，每个支路检测器的积分 时问是不一样的( t d l t d 2 t d m ) ，即多路检测器的检测时间不同。 对于非同步的p n 码，只需要部分支路相关，当其中的积分时间较小的驻 9 电子科技大学硕士学位论文 留输出不满足门限要求时，即可放弃这一相位而继续下一相位的检测。因此只 要有一路检测出相关值没有超过设定门限，那么就放弃这个p n 码的相位，调 整本地p n 码发生器步迸相位后重复该处理过程。虽然对于一个真正的同步相 位，仍需要经过较长的驻留时间才能判定，但对于非同步相位，只需要较短的 驻留时间即可排除。这样不是所有的相位都通过最长时间的驻留，所以采用多 驻留的捕获方案可以缩短p n 码的捕获时间。 2 2 2 3 序贯检测法 设定门限 一 主嘤卜至塑堕卜j 如图2 4 所示，序贯检测的捕获方案实际上是多驻留时间方法的极限情形， 即积分时间是连续可变的，同时用两个门限的连续判决来代替多驻留的多门限 判决。 序贯检测的工作原理是由采样值来计算似然比，似然比定义为： l ( r | 口) = 成( ，l 口) “( ，| o )( 2 3 ) 其中，p 4 rl 口) 为给定信号q ，n ：，n ，条件下m 个数据采样r l , r 2 ，r j 的条件 概率密度函数；以( r0 ) 为无信号条件下m 个数据采样的概率密度函数。 然后用似然比和两个门限进行比较。设定门限为a 和b ，根据采样值计算 似然比为厶( r l a ) ，按照下面规则进行判决： ( 1 ) b l ( r i a ) a ，继续测试； ( 2 ) l ( ，l a ) b ，测试以判定无信号而结束； ( 3 ) l ( ，l a ) a ，测试以判定有信号而结束。 只有当某个门限被超过，才作做出有无信号的判决，否则继续采样。采样 的次数在检测过程中确定。 可以看到，序贯检测法在检测一个非同步相位时所需的时间比单驻留要少 1 0 第二章扩频系统的同步 得多。 2 3 伪随机序列的跟踪 2 3 1 伪随机序列的跟踪原理 当接收机本地产生的p n 码和接收信号达到同步之后，时间参考就已经建 立。一旦同步在较小范围( 如丁犯，疋是码片时间) 内，载波频率和相位就可 以通过传统的锁相环技术精确得到。更进一步，通过超前迟后跟踪环可以使粗 捕获建立的本地p n 码相位与接收信号中p n 码精确同步。根据超前一迟后跟踪 环的构成可以分为两类：延迟锁定环( d l l ) 和t 型抖动环( t d l ) 。下面主要 讨论延迟锁定环( d l l ) 【2 1 】 3 0 】。 码跟踪环有两种方式，即相干和非相干：相干方式需要利用载波相位信息； 而非相干方式则不需要知道载波相位。跟踪环为使接收机扩频码同步，需要使 用两个相关器：超前相关器和迟后相关器。超前相关器使用的参考波形比估计 码相位要超前一些，而迟后相关器则落后一些。超前相关器和滞后相关器的差 值用于确定超前和滞后输入扩频码的定时之间的细微差别【1 0 】。 图2 5d l l 跟踪p n 码相位 图2 - 5 描述了超前和迟后相关操作，其中低通滤波器的输出是自相关函数 州r ( f ) 】和r f ( f ) 】。两个相关器输出的差值用于产生误差信号e ( f ) ： p ( f ) = r 2 ( f ) 一日( f )( 2 - 4 ) 电子科技大学硕士学位论文 嬲j 忒，j _ 。w o 鲋：i1 珥 图2 6d l l 的误差信号g h ) 图2 6 给出了这些输出信号，误差信号e ( r ) 在这里作为调整信号，用于驱 动压控振荡器( v c o ) 。v c o 可以调节接收机本地p n 码发生器的时钟，当p n 码发生器落后于接收序列相位时，它就促使时钟变快，否则反之。 2 3 2 伪随机序列的跟踪方案研究 2 3 ，2 1 非相干环路信号模型 在高信躁比情况下，非相干环路可近似为如图2 7 所示的线性模型【1 1 】【1 7 】： 图2 7 非相干跟踪环路线性模型 环路开环增益为： 玩( z ) = n z e t k a 7 , f ( z 一) z - i ( 2 5 ) 其中，口为环路滤波器增益，f ( z ) 为环路滤波器函数，2 巨】 为系数增益， 1 2 第二章扩频系统的同步 且七2 鬻，g ( 吗瑚2 ( 等2 t r + a ( 旁为伪随机序列的自丰日 关函数。 对时间有限成形滤波器，比例系数增益为 k = 4 4 ( 1 一a 疋)( 2 - 6 ) 对带宽有限成形滤波器，比例系数增益为 七= ! ；：! ；i ；拿产c ! ! ；! ； ；孚一c 。s c 石+ ，t ， c z 一， 石+ ( z ) 2。厅+ ( ) 、 r7 如果：o 2 5 l ，则k = 3 ( 时间有限) 或者七：3 2 ( _ 4 一n ：2 7 8 ( 带宽有限) 。 由半胡如) ( 警一半) ，可得环路闭环增益，丑口系统传递函数为： 则 f ( ：) 酢) 2 盘2 而h o ( z ) ( 2 _ 8 ) 疋 而环路的阶跃响应函数为： 半2 乏c 击1 ，c 南1 h ， 陆， t 、一z - 1 “+。( z ) 、 由线性模型得到的相对定时误差的方差为： 陆叫轳蒜斋杷裂嚣b 轰 陋埘 如果去除数字滤波器，保留增益口，跟踪的闭合回路是一阶的，即f ( z ) = 1 警= ，爵1 - 靠1ne c p 正z 1 ( 一2 后口) 、 电子科技大学硕士学位论文 这意味着在，个测量时间后，i t = 詈( 1 一n 2 e 。k c o 。为了满足稳定性条件， cc 要求口 1 庀2 e 。可以看出a 越大，误差下降得越快。当忘2 e 值较小时，这 点尤其明显。可看出，a 值与阶跃响应的收敛时间成反比。可见口值越小，其 对阶跃响应的收敛时间影响相对越敏感。 在此时，方差表达式变为： 哳( r l 功。丽素 ( 2 - 1 2 ) 可以看出，v a r ( r t 。) 是a 的单调增函数。 由位 1 k n 2 e c 2 ， 2 n 2 i o ，所以： ，2 砌( r t ) k o - 2 ) = e2 一i ，：k o e 2 ( 3 - 1 8 ) 使用这种设置门限的方法时，k 和o - 的值就决定了误检概率。多径选择从 本质上可以归结为如何设定一个合理的门限值，同时也可以看出对噪声能量的 精确估计是非常重要的。 常用的噪声能量估计方法是对i i r 滤波后的p d p 进行处理，去掉最强8 条 径的能量，对剩余的p d p 计算平均值得到噪声能量。 3 4 7 门限判决 需要通过门限判决多径成分的假设是否成立。在非相干累加次数和噪声确 定的情况下，门限与虚警概率b ( 目) 有关： 硼，= 。篙d x ：。- o lv 芝k = 0 学 b 聊 其中，0 为检测门限，v = 2 0 2 为噪声能量，b ( 臼) 为虚警概率。根据上式， 确定虚警概率辟( 口) 即可求出门限0 。 上式中噪声在非相干累加后没有平均，而实际系统中一般噪声平方在非相 干加后经过了平均。如果需要利用上式来确定门限和非相干累加之间的关系， 门限需要相应调整。 3 4 8 多径搜索器参数 多径搜索器参数的设计对接收机的整体性能影响很大。根据3 g p p 性能测 试例，在设计搜索器参数时除了需要考虑到节省硬件资源( 搜索窗宽度和非相 干积分长度尽量小) 外，还需要在搜索速度( 足够快，能检测到生灭环境下的 多径变化) 和搜索能力( 足够好，能检测到c a s e3 环境下的弱径) 之间找到 折衷。 3 4 8 1 匹配滤波器阶数 匹配滤波器的阶数为信道码长度与相关运算导频个数的乘积，即2 5 6 n ， 其中n 为一个时隙中导频符号的个数。在d p c c h 信道中，一个时隙中的导频 电子科技大学硕士学位论文 符号个数n 对应不同时隙格式，3 n s8 。在一定信噪比下，导频个数越多， 删检测能量值与噪声之比就越大，检测值越可信。但同时匹配滤波器阶数越大， 则其硬件实现的复杂度也高。 取n = 6 ，则相干积分长度为2 5 6 6 = 1 5 3 6 。 3 4 8 2 非相干积分长度 w c d m a 上行d p c c h 信道一帧中有1 5 个时隙。如将这1 5 个时隙都用于 非相关积分，则对于较快衰落的信道可提供可观的分集增益。但非相干积分长 度l 越大，则搜索时间越长，需要考虑硬件资源有限，同时在衰落较慢的c a s e 1 和c a s e2 信道上得到的分集增益有限，因此需要取一个合适的非相干积分 长度l 值。 图3 一1 3 给出了不同非相干长度的r o c ( r e c e r v e ro p e r a t i n gc h a r a c t e r i s t i c ) 曲线，可以看到，l 越大，相同虚警概率下的检测概率就越大。在l 5 的情况 下，检测概率随着l 的增长就很小了。 求。 图3 1 3 不同非相干积分长度的r o c 曲线 非相干积分长度l 取值5 即可以满足对同步的捕获概率和虚警概率的要 3 0 第三章w c d m a 系统上行链路扩频码同步方案 3 4 8 3 搜索器门限 l lr 日、，、” 由虚警概率公式斥( 目) = e 4 “竖导可知，确定了l 、虚警概率尸f ( 臼) 和 噪声能量v ，可求得检测门限0 。 取门限为1 7 5 d b ，即可满足要求。 3 4 8 4 搜索更新时间 多径搜索更新时间定义为搜索器每隔多长时间更新一次多径。由于多径 环境变化快，要求更新时间很短，但硬件资源的限制不能保证更快的更新时间。 因此，设置合适的多径搜索更新时间是有必要的。 生灭环境对多径搜索更新周期的要求最严格，生灭环境的链路性能非常依 赖于多径更新周期【1 8 】。b l e r 被描述为： 丑皿r = p b l e r 鲁 + ( 1 - p ) b l e r ( 急一s 扭 + 眩) + 砸一酬c s 珈， 其中，b l e r ( 急j 表示两条径存在情况下信噪比e b n 。所对应的理论 b l e r ；p 为两条径同时存在的概率；a 魄) 为虚警导致的损失：a ( c 船f ) 为非 理想信道估计带来的损失。 因为当e b n 0 增加时b l e r 曲线下降很快，那么忽略虚警和非理想信道估 计的影响，第二项( 1 - p ) b l e r 急一3 曲j 对性能的影响最大。 两条径时获得1 的b l e r 需要的e b n 0 为5 2d b ”，而e b n 0 = 2 2d b 时 b l e r 大约是1 8 ，因此 【1 一p ) o 1 8 9 4 4 又因为新径出现的概率在时间 0 ，瑚上服从均匀分布，同时生灭环境下多径 每1 9 1 m s 跳变一次，所以在多径更新时间t 。期间发生多径跳变的概率为t j l 9 1 。 那么在t 。期间，发生多径跳变后且搜不到跳变径，导致只有一条径在解调的概 率为正( 2 1 9 1 ) 。 所以p 又可以表示为： 川一蒜高 ( 3 z z ) 电子科技大学硕士学位论文 其中，正为搜索器更新时间。 通过该公式可以得到： 表3 - 2 搜索器更新时间与p 对应关系 疋 p 1 00 9 7 3 8 2 00 9 4 7 6 4 00 8 9 5 3 8 00 7 9 0 6 多径搜索更新时间取2 0 m s 可以满足要求。 3 5 同步跟踪 采用同步跟踪精确确定各径时延和跟踪信道中时延的变化。仿真中同步跟 踪模块由非相干延迟锁定环和失锁合并指示模块组成。 3 5 1 非相干延迟锁定环 同步跟踪模块采用如图3 1 4 所示的非相干延迟锁定环。 图3 1 4 非相干延迟锁定环 3 2 第三章w c d m a 系统上行链路扩频码同步方案 延迟锁定环的本地扩频码相位已根据多径搜索的结果粗略对齐某一径。将 该径输入信号分别延迟和超前l 2 码片，与本地扩频码相关，再分别求模得到 对应的相关能量值，两者相减得到跟踪误差信号。将误差信号与当前相位的相 关能量值相除，得到误差信号相对当前相位信号相关能量的归一值。再将该值 与跟踪门限比较，以确定是否控制时钟滑动本地扩频码。 3 5 2 失锁与合并指示模块 同步跟踪是否准确估计各径对应的时延，需要由失锁指示来判断。当某径 正确跟踪时，其与本地p n 码的相关能量值应较大。通过对各径当前相位的相 关能量值与失锁门限相比较，可以判断该径是否失锁。 同时在衰落信道中，即使某径被正确跟踪，但当其处于衰落时，其相位相 关能量值也可能低于失锁门限。因为信道衰落时间不可能无限长，所以引入信 道衰落时间的计时器，当其相关能量值在一段时间内都低于失锁门限时，则判 定该径失锁。 将或失锁或处于衰落时的某径引入接收信号的合并不利于正确解调，故不 应让其加入多径合并。通过对各径当前相位的相关能量值与某设定门限相比较 来判断该径是否加入合并，该门限值即为合并门艰。 3 5 3 同步跟踪参数 3 5 3 1 相关长度 因为采用非相干的延迟锁定环，在同步跟踪中对d p c c h 的相关运算并不 只限于导频符号，由于预先不知道d p c c h 各域符号的图案，所以设定相关长 度为一个符号的扩频码长度，即2 5 6 个码片。 3 5 3 2 相位调整时间 延迟锁定环的相位调整时间设定为1 个时隙，即1 0 次相关运算的时间。 3 5 3 3 失锁门限、信道衰落时间计数器和合并门限 设定失锁门限为信道中信号平均能量的7 d b ( 0 2 ) ；信道衰落时间的计数 器为5 帧的长度，即5 0 m s 。 设定合并门限为解扩信号估计噪声密度的1 8 d b ( 1 5 ) 。 电子科技大学硕士学位论文 3 6 多径管理 多径管理根据多径的能量强弱来估计真径的可能性，分配可能性较大的径 舍弃可能性较小的径。 多径管理需要实现的功能有： ( 1 ) 在尽量保持捕获概率的前提下，降低虚警概率，尽量把假径舍弃； ( 2 ) 保证分配下去的各条径不是同一条径； ( 3 ) 保证至少有一条径分配下去； ( 4 ) 保证分配下去的径的数目小于一定的值； ( 5 ) 及时更新解调多径； ( 6 ) 利用跟踪解调上报能量和相位信息进行分配。 3 7 信道估计 信号同步后就可以进行随后的信道估计。信道估计结构框图如图3 一l5 所 图3 1 5 信道估计结构框图 信道估计采用多时隙加权平均( w m s a ) 方法，对多个时隙的导频值采用 对称加权的方法，得到导频符号间的信道估计值。其估计过程如下： ( 1 ) 利用单时隙平均的信道估计方法得到各个时隙的信道估计值； ( 2 ) 将多个时隙的估计值加权组合，得到当前时隙的信道估计值。 第三章w c d m a 系统上行链路扩频码同步方案 3 8 最大比合并 由于多径之间的能量差异，为了获得最佳的多径分集增益，在合并多径时 采用最大比合并( m r c ) 方法。该方法对多路信号进行同相加权合并，权重由 各多径信号所对应的信号功率与噪声功率的比值所决定，因此能获得最大的输 出s n r 1 0 】： e p 。= p 。 ( 3 2 3 ) i = l 其中，p 。为输出s n r ，p l 为输入第i 条径的s n r ，l 为多径数。 所以，即使当各路信号都很差以致没有一路信号可以被单独解调出时，最 大比合并方法仍有可能合成出一个达到s n r 要求的可被解调的信号，它是最佳 的抗衰落线性分集合并技术。 m r c 与等增益合并( e g c ) 很相似，所不同的是m r c 中各径的合并系数 g 是与第i 条径的s n r 平方根成正比的增益，即： g ，= k 田哝 ( 3 - 2 4 ) 最大比合并的公式如下： ，( f ) = g ；4 ( f ) i = l 其中：，( f ) 为最大比合并结果输出信号； 径加权系数( 即信道估计参数) 。 3 9 小结 r 3 2 5 ) ( f ) 为第i 径输出结果；g ，为第i 本章首先简要介绍了w c d m a 系统上行链路处理过程，以及扩频码同步 ( 多径搜索与同步跟踪) 在r a k e 接收处理过程中的位置。接着详细介绍了多 径搜索和同步跟踪，再加上现有的多径管理、信道估计、最大比合并等模块， 构成完整的上行链路r a k e 接收方案。 3 5 电子科技大学硕士学位论文 第四章仿真结果与分析 扩频码同步算法包括多径搜索和同步跟踪，是r a k e 接收机解调、译码等 后续算法的前提。评估码同步算法的性能，可以统计同步模块输出结果的检测 概率岛和虚警概率辟，也可以通过全链路测试误块率来体现同步算法的效果。 事实e ，检测概率n 、虚警概率尸，和b l e r 的关系可以表示为： b l e r = 岛4 蚍+ ( 1 一只) + ，( b ) ( 4 1 ) 其中，b l e r t r , , 。为在多径被捕获到的前提下的误块率，y ( 耳) 为由虚警概率 带来的性能损失。相应的，对码同步算法性能的评估方法，有n 竹方法和 b l e r e b n 。方法。 本章介绍采用剐竹方法和b l e r e b n 。方法对码同步算法的仿真，并对仿 真得到的性能结果进行分析。 4 1 基于鹏方法对码同步算法的仿真 4 1 1 仿真背景 仿真原理如图4 - 1 所示。 图4 1 码同步算法仿真原理图 单用户单天线时，数据业务速率为1 2 2 k b p s ，统计码同步模块输出结果的 检测概率和虚警概率。仿真环境包括3 g p p 协议t s2 5 1 4 1 给出的s t a t i c 、c a s e l 、 c a s e 2 和c a s e 3 等多径衰落信道。其中c a s e 2 信道主要考虑对三条径的平均捕 获概率，其余的信道条件则关注对主径的捕获概率。 4 1 2 对相干积分长度参数的仿真 设计对相干积分长度参数的仿真，是为了比较码同步算法在利用导频符号 6 第四章仿真结果与分析 总数基本一致的情况下，每时隙利用导频符号数码不同时的性能。在3 导频 1 0 时隙和6 导频5 时隙两种不同的参数配置情况下，仿真了s t a t i c 、c a s e l 、 c a s e 2 和c a s e 3 信道。仿真结果见表4 1 。 表4 1 不同相干积分长度配嚣时码同步的捕获概率和虚警概率 尸d 1p ap a 3p c 4p d t o t a l 囊 e b n o ( )( )( )( )( )( )( d b ) p i l o t * s l o t s t a t i c8 5 68 5 6 4 8 9 3 3 3 + l o s t a t i c9 09 07 1 1 336 * 5 c a s e l9 0 5 1 0 5 5 0 5 2 8 1 71 03 + 1 0 c a s e l9 0 81 3 25 24 2 4 81 06 * 5 c a s e 24 2 25 1 ，45 2 44 8 6 73 2 973 + 1 0 c a s e 24 8 65 7 65 4 55 3 5 7 4 6 4 9 7 6 * 5 c a s e 36 7 53 5 41 0 73 33 7 8 72 9 2 353 丰1 0 c a s e 37 1 33 9 7 1 5 65 3 4 3 9 7 5 9 9 856 * 5 其中，肋为第1 1 条径的捕获概率，p d t o t a l 为总体捕获概率，竹为虚警概 率，p i l o t * s l o t 为码同步算法利用的导频符号数码和时隙数目。仿真结果表明， 6 导频5 时隙的配置时码同步的捕获概率比3 导频1 0 时隙配置的要高，但 同时虚警概率也更高。另外，并不是任何情况下都可以利用每时隙中的6 导频 甚至更多数目的导频符号”。 4 1 3 对非相干积分长度参数的仿真 设计对非相干积分长度参数的仿真，是为了比较码同步算法在利用在每时 隙利用导频符号数目相同的情况下，利用时隙数目不同时的性能。在每时隙利 用3 导频的情况下，对利用5 时隙和利用1 5 时隙两种参数配置，仿真了s t a t i c 、 c a s e l 、c a s e 2 、c a s e 3 信道。仿真结果见表4 - 2 。 表4 2 不同非相干积分长度配置时码同步的捕获概率和虚警概率 岛1p d 2p d 3p d 4p d t o t f l 毋 e b n 0s l o t ( )( )( )( )( )( )( d b ) n u i n s t a t i cl o o1 0 01 3 85 11 5 3 7 电子科技大学硕士学位论文 s t a t i c1 0 01 0 03 5 7515 c a s e l1 0 01 2 15 6 0 53 3 61 1 91 5 c a s e l1 0 01 1 25 5 6 4 ，2 21 1 9 5 c a s e 2 8 1 2 8 4 48 1 88 2 4 7o 1 691 5 c a s e 27 1 87 9 37 8 27 6 4 31 4 6 9 5 c a s e 3 9 9 6 9 4 26 9 45 28 7 7 30 4 17 21 5 c a s e 31 0 08 8 53 2 63 77 3 71 3 27 。25 其中，尸枷为第n 条径的捕获概率，p d t o t a l 为总体捕获概率，毋为虚警概 率，s l o t n u m 为码同步算法利用的时隙数目。仿真结果表明，3 导频1 5 时隙 的配置时码同步的捕获概率比3 导频x5 时隙配置的要高，虚警概率更低。 4 1 4 对码同步算法在不同e b n 。条件下性能的仿真 设计在不同的e b n 。情况下的仿真，是为了衡量码同步算法在不同的e b n 。 情况下的性能。仿真了s t a t i c 、c a s e l 、c a s e 2 和c a s e 3 信道，统计码同步输出 结果的捕获概率和虚警概率。仿真结果表4 3 和表4 4 。 e b n op d t a t i cp a lc 1p 盆s 1p ac 2岛lc 3p d 2 _ c 3p d 3 一c 3p a l 4 一c 3 一 ( d b )( )( )( )( )( )( )( )( ) 31 0 0 41 0 0 5 9 9 48 9 93 4 42 2 5 1 1 0 0 69 9 69 3 15 0 136 7 7 5 5 7 7 2 9 9 ，69 4 26 9 45 2 77 87 9 4 91 0 098 2 4 7 1 01 0 01 0 1 3 8 第四章仿真结果与分析 1 0 2 1 1 9 1 0 01 2 1 其中，p d nc m 为c a s em 信道第n 条径的捕获概率，功c 2 为c a s e 2 三 条径的平均捕获概率。 表4 - 4 不同e b n 。情况下码同步的虚警概率 e b n o p fs t a t i cp ec a s e lp fc a s e 2p fc a s e 3 ( d b )( )( ) ( )( ) 31 7 6 41 - 3 8 5o 7 5 11 - 3 8 6o 3 2 7o 2 6 7 2 0 4 l 7 7 80 1 7 91 8o 1 6 1 02 9 1 1 0 2 1 1 93 3 6 仿真结果表明，除c a s e 2 外其他信道条件下码同步的捕获概率都达到9 9 以上，并且e b n 。下降2 个d b 仍有这样的性能；c a s e 2 、c a s e 3 的虚警概率都低 于1 ，并且e b n 0 下降2 个d b 仍有这样的性能。 4 1 5 仿真结论 基于乃母方法对码同步算法的仿真结论如下： ( 1 ) 利用导频符号总数相同时，每时隙利用的导频数越多则码同步的捕获 概率越高，但不是任何情况下都可以利用更多的导频符号； ( 2 ) 每时隙利用导频数相同时，利用的时隙数目越多码同步的捕获概率越 3 9 电子科技大学硕士学位论文 高，但要考虑多径环境的衰落周期； ( 3 ) 除了c a s e 2 ，其余信道中码同步的捕获概率在参考e b n 。条件下都达到 了9 9 ，c a s e 2 、c a s e 3 中码同步的虚警概率都小于1 ，并且e b n 。下 降2 个d b 仍有这样的性能。 4 2 基于b l e r e b n 。方法对码同步算法的仿真 4 2 1 仿真背景 4 2 1 ，l 仿真链路结构 仿真链路结构如图4 2 所示。 接收处理i ：， 图4 2 仿真链路结构示意图 在全链路其他模块没有变动的情况下，测试码同步模块在全链路的性能。 在各种信道条件下，先将理想时延发给解调模块，统计理想同步时的b l e r ； 然后在其他模块不变的情况下，加上码同步算法之后，再统计链路性能，并与 3 g p p 协议规定的性能指标做对比。 42 1 2 仿真链路参数设置 w c d m a 上行链路实验仿真链路参数设置如表4 5 所示。 表4 5 仿真链路参数设置 信息速率1 4 4 k b p s 码片速率 3 8 4 m c h i p s 第四章仿真结果与分析 信源数据块大小 5 7 6 0 b i t s b l o c k ( 4o m s ) c r c 校验 g c r c l 6 ( d ) = d 1 6 + d 1 2 + d 5 + i 信道编码卷积编码( 码率1 3 ，约束长度9 ) 功控方式 无功控 d p c c h d p d c h 功率差 9 5 4 d b 成形滤波根升余弦滤波，滚降系数0 2 2 ，抽样速率8 s a m p l e s c h i p 载波频率 2 g h z 信道条件 s t a t i c 、c a s e1 、c a s e2 、c a s e3 、c a s e 4 小区结构 单小区单用户 接收机结构r a k e 接收机分支数= 多径信道抽头数 ( 4 个指峰) 接收机天线结构双天线分集( 相互独立) 信道估计方法理想信道估计 维特比译码 软判决，3 比特量化 误块率( b l e r ) 统计统计2 0 0 0 个信源数据块( 8 0 0 0 帧) 4 2 1 3 仿真信道 仿真信道参照3 g p pt s2 5 1 0 4 协议规定的测试信道，包括s t a t i c 信道和 c a s e l 、c a s e 2 、c a s e 3 、c a s e 4 等多径衰落信道。 4 2 t 3 1s t a t i c 信道 即高斯白噪声环境，不存在衰落及多径情况。 4 2t 3 , 2 多径衰落信道 多径衰落信道其多径个数、各径衰落能量、相对时延、移动台速度等参数 如表4 6 所示。 表4 63 g p pt s2 5 1 0 4 信道参数 c a s e l ，c a s e 2 ， c a s e3 ，c a s e4 、 s p e e d3 k m hs p e e d3k m h 1 2 0 k