（电路与系统专业论文）018μmcmos工艺5ghzwlan功率放大器的设计.pdf

摘要 随着互联网的普及，人们需求更高速率的无线局域网。通过使用免许可证信息基础频段， 无线局域网可以提供高达几十兆比特每秒的速率。 射频集成电路( r f i c ) 是无线通信领域中不可缺少的关键电路，是无线通信的主要瓶 颈。近年来，随着无线通信系统的容量和速率的提升，系统对r f l c 的性能提出了更高的要 求。同肘，为了满足产品化后高可靠性和低成本的要求，用c m o s 工艺实现单片集成的r f i c 正逐渐成为人们研究的一个热点。 本文研究了采用t s m co 1 8 t i mc m o s 工艺应用于5g i - i z 无线局域网( w l a n ) 发射机 的功率放大器的设计方法，并给出了仿真结果。电路采用三级a 类放大结构，在3 3 v 工作 电压下，模拟得到的增益为2 5 9 d b ；l d b 压缩点输出功率为2 4 7 d b m ；最大功率附加效率 ( p a e ) 为1 5 ，可用于无线局域网8 0 2 1 l a 标准的系统中。 本文先讨论了无线局域网的标准以及收发信机的结构特点。然后详细分析各种功率放大 器的电路结构和性能特点，并且讨论了放大器的线性化技术。随后分别从六方面，即模块划 分、稳定性分析、匹配网络设计、直流偏要设计、生放大电路设计以及静电保护电路设计来 具体讲述功率放大器的电路设计细节，给出了电路各个模块的电路示意图和最终电路的结构 图。进而讲述功率放大器的版图设计。先介绍了深亚微米c m o s 工艺的特点，给出了射频 c m o s 电路版图需要考虑的几个因素。为了适应电路环境的需要，本次设计对于工艺厂商 提供的版图结构的一些改动。最后给出了芯片的测试方法与结果以及结果分析。 关键词 无线局域网，射频发射机，功率放大器，射频集成电路，c m o s 工艺 a b s t r a c t t h eg r o w i n gp o p u l a r i t yo fi n t e m e td e m a n d sh i 曲d a t ar a t ew i r e l e s sl o c a la r e an e t w o r k ( w l a n ) u s i n gt h eu n l i c e n s e dn a t i o n a li n f o r m a t i o ni n f r a s m l c u nc o - n n ) b a n d , w l a ns y s t e m s 啪p r o v i d ed a t ar a t e su pt os e v e r a lt e n so f m e g a b i t sp e r s e c o n d t h er a d i of l c q u e n o yo 叼j i l 蝴删c i r c u i ti st h ed e s i g nb o t t l e n e c ko ft h ew l a ns y s t e m s t h ev i a b l ei ct e c h n o l o g yf o rr fc i r c u i t sc o n t i n u e st oc h a n g e p e r f o r m a n c e , c o s t , a n dt i m et o m a r k e ta r et h r e ec r i t i c a lf a c t o r si n f l u e n c i n gt h ec h o i c eo ft e c h n o l o g i e si nt h ec o m p e t i t i v er f i n d u _ 卿s u p p o r t e db yt h eo n o r m o u $ m o m e n t u mo ft h ed i g 协lm a r k e t , c m o sd e v i c e sh a v e a c h i e v e dt l i g hu a n s l if 嘲u c n c i e s i nt h er e s e n ty e a r s , r fc m o sh a ss u d d e n l yb e c o m et h et o p i co f a c t i v er e s e a r c h t h i s p a p e r p r e s e u 船t h e d e s i g n o f a 5 - g h z c m o s p o w e r a m p l i f i e r b a s e d o n a 0 1 8 u r n c m o s t e c h n o l o g yf o ri e e e8 0 2 1 l aw l a ns y s t e m s s i m u l a t i o nr e s u l t sa n dl a y o u ta r ep r o v i d e d i ti s i m p l e m e n t e di nt h r e e d i f f e r e n t i a ls t a g e s w i t has u p p l yv o l t a g eo f3 3 v , i t s 謦血i s2 3 7 d b ， p m m - - 2 1 8 d b m , t h em a x i m u mp o w e ra d d e de f f i c i e n c y ( p a e ) i s1 5 i tc b ee x p e c _ 【e dt ob e u s e d i n i e e e8 0 2 1 l a w l a n s y s t e m s f i r s t l y , a r c h i t e c t u r e sa n ds p e c i f i c a t i o n so f t h er ft r a n s m i t t e ra 弛d i s c u s s e d a n dt h ec a t e g o r y o fw l a nh a sb e e ng i v e n s e c o n d l y , t h ec i r c u i t sa n ds p e c i f i c a t i o n so fa l lk i n d so fp o w e r a m p l i f i e r sa r ef o c u s e d t h e n , i ti n t r o d u c e st h ed e t a i l so ft h ed e s i g n 慨s i xa s p e c t s ) i n c l u d i n g c e l l sd i v i d i n g , a n a l y s i so fs t a b i l i t y , a n dd e s i g no fm a t c h i n gn e t w o r k , d e s i g no fb i a sn e t w o d c , d e s i g no f m a i na m p l i f i e ra n dd e s i g no f e s d t h es i m u l a t i o nr e s u l t sh a v ea l s oa sb e e np r e s e n t e d n e x t , t h er e a l i z a t i o no f t h el a y o u to f t h ep o w e ra m p l i f i e ri sg i v a n ds o m cm o d i f yo f t h el a y o u t f r o mm a n u f a c t o r yh a sa l s ob e e nm e n t i o n e d f i n a l l y , t h et e s to f t h ec h i ph a sb e e ni n t r o d u c e d a n d t h ea n a l y s i so f t h et e s tr e s u l t sa l s oh a sb e e ng i v e 也 k e yw o r d s ： w l a n , r ft r a n s m i t t 既, p o w e r a m p l i f i e r , r f 如把掣捌c i r c u i t s ，c m o st a c h a o l o g y 东南大学学位论文独创性声明 本人声明所里交的学位论文是我个人在导师指导下进行的研究工作及取得 的研究成果。尽我所知，除了文中特别加以标注和致谢的地方外，论文中不包含 其他人已经发表或撰写过的研究成果，也不包含为获得东南大学或其它教育机构 的学位或证书而使用过的材料。与我一同工作的同志对本研究所做的任何贡献均 已在论文中作了明确的说明并表示了谢意。 研究生签名：盘鲤日期：! ! 丝3 东南大学学位论文使用授权声明 东南大学、中国科学技术信息研究所、国家图书馆有权保留本人所送交学位 论文的复印件和电子文档，可以采用影印、缩印或其他复制手段保存论文。本人 电子文档的内容和纸质论文的内容相一致。除在保密期内的保密论文外，允许论 文被查阅和借阅，可以公布( 包括刊登) 论文的全部或部分内容。论文的公布( 包 括刊登) 授权东南大学研究生院办理。 研究生签名：趁趁 导师签名： 日期：d 尸0 ，此时有，7 c * p a e 。功率放大器的效率和线 性度是两个互相矛盾的方面：输出功率越大，效率越高，由非线性引起的失真和干 扰就越强。如何保持高的效率和大的功率，是射频功率放大器设计的核心。 线性度：当有源器件工作在小信号状态时，可以将其特性线性化，忽略非线性效 应，得到器件的小信号模型和s 参量。但射频功率放大器工作在大信号状态，必 须考虑有源器件的非线性效应。通常用两个指标来反映功率放大器的线性度，一 个是增益压缩，另一个是三阶互调。 1 增益压缩：当功率放大器的输入信号幅度在某一范围内变化时，输出信号的 幅度与输入信号的幅度呈线性关系，即放大器的增益保持恒定。但随着输入 信号幅度的增加，功率放大器的增益开始下降，或者称为压缩，最终输出功 率达到饱和。当放大器的增益比其小信号增益低l d b 时，该点称为l d b 压 缩点，用来衡量功率放大器的线性度。l d b 压缩点如图3 2 所示： 图3 2 功率放大器的i d b 压缩点 东南大学硕士论文 2 三阶互调。如果系统的输入为两个幅度相近、频率间隔很小的正弦波： 了= a c o s t o a t + a e o s c a 2 t ( 3 - 3 ) 由于器件的非线性在系统的输出信号中除了基波分量国l 和国2 外，还包含 了它们的各种组合频率而不仅仅是谐波，即输出信号的频率分量为： m = m 0 0 1 + 1 1 ( 0 2 i ，m , n o o ，- l ，0 , 1 ，( 3 - 4 ) m 和h 不为0 时的频率分量相当于通过国l 和国2 相互调制而产生的。因此称为 互调分量。c a - - 次失真引起的互调分量称为三阶互调分量o m 3 ) ，其中需要重点考 虑的是2 t o 忱和2 c 0 2 一1 这两项，因为它们就在基波分量附近，容易落在信道内， 严重干扰有用信号。三阶互调分量的产生如图3 3 所示： 卅 “如 2 0 ) l - 22 t t 畹- c o l 图3 3 三阶互调分量 通常用三阶互调点o p 3 ) 来衡量放大器的三阶互调失真程度。在小信号输入条 件下，有用信号与三阶互调功率都随输入信号的功率线性增长。随着输入信号的功 率不断增加，有用信号出现增益压缩，而高次失真则产生三阶互调。三阶互调点定 义为小信号输入条件下的有用信号与三阶互调沿固定斜率延伸的交点，如图3 4 所 示。虽然三阶互调点在物理上是不存在的，但它可以很好的衡量电路的线性度。通 常接收机的线性度用输入三阶截点( i i p 3 ) 衡量，发射机的线性度用输出三阶截点 ( o i v 3 ) 衡量。 1 3 第三章功率放大器介绍 3 1 3 功率放大器的分类 图3 4 三阶互调点的图示 由于功率放大器输出功率大，从直流电能转换交流输出功率的转换效率是功率放大器 所要研究的主要问题。为提高效率，将放大器的工作状态从a 类设计成b 类，又进一步从 b 类设计成为c 类、d 类、e 类、f 类。a 类放大器是线性放大器，它对输入正弦波的响应 是正弦波输出，一般失真不大，而且输出频率与输入频率相同。b 类放大的输出是输入的半 个正弦波，形成半波失真，从而产生很多谐波。如果用功率管导通时间来区别放大器工作状 态的话，a 类在输入正弦波的一个周期内全部导通，而b 类则只有半个周期内功率管是导 通的，即导通角为陀。c 类的导通角n j , 于，2 ，半波失真更大，谐波也就更丰富。通常在 射频功放中，可以用l c 谐振回路选出基频或某次谐波。实现不失真放大。d 类、e 类和f 类功放则是开关型功率放大器。这类功放是近几年最新发展起来的功放技术。下面将分别介 绍各类功率放大器的电路结构和性能指标及其特点。 3 1 3 1 a 类功率放大器1 3 1 1 4 1 1 5 1 通常功率放大器的模型如图3 5 所示，根据偏置情况的不同，可适用于a 类，a b 类， b 类和c 类功率放大器。 图3 5 功率放大器模型 1 4 东南大学硕士论文 在这个模型中，电阻r l 代表负载阻抗，电感b f l 作为扼流圈对直流短路，对交流信号 开路；电容b f c 起到隔直流的作用；电感l 与电容c 组成并联谐振网络，起滤波作用。 a 类功率放大器与小信号放大器之间的主要差别是在功率放大器中的信号电流幅度接 近偏置电流，因此可能存在着严重的失真。由于没有任何信号电路也存在着偏置电流造成的 功耗，因此a 类功率放大器是以效率为代价来提供线性度。假设漏极电流为： i d = l d c 七 fsin国d(3-5) 式中，j 斑是偏置电流，拓是漏级电流中信号分量的幅值，而d 是信号频率。输出电压就是 信号电流与负载电阻的乘积，信号电流是漏极电流中的信号分量，由欧姆定律得： vo=-i,s-rsincoot(3-6) 漏极电压是漏极的直流电压与信号电压的和，电感b f l 相当于直流短路，所以漏极电压以 v d d 为中心对称地上下摆动，漏极电压和电流是相位差1 8 0 6 的正弦信号，如图3 6 所示； 图3 6 理想a 类放大器的漏级电压和电流 从图中可以清楚地看出，晶体管总是消耗功率的，因为漏极电流和漏极电压的乘积总 是正的。首先计算出传递给电阻r 的信号功率： 乓：霉 ( 3 7 ) 现在计算提供给放大器的直流功率。假设静态漏极电流i d c 恰好大到保证晶体管不会发 生截止，即： j d c = ( 3 8 ) 所以直流输入功率为： = k = 0 ( 3 9 ) l 啦输出功率对直流功率的比值就是放大器的效率。它可以表示为： 玎；生：叠型垄：丛( 3 - 1 0 ) 0 2 既然乘积i 承能够具有的绝对最大值是v d d ，那么理论上最大的漏极效率就是5 0 。 如果考虑到v d s 的最小值不为零，偏置情况有变化。驱动幅值不理想以及在互连线中存在不 1 5 第三章功率放大器介绍 可避免的损失，那么得到的效率常常会比5 0 小。 除了效率而外，另一个重要的考虑是输出晶体管能承受的电压电流强度。在a 类放大 器中，最大的漏源极电压为2 v e o ，而峰值的漏极电流值为2 v m ：，r ，因此器件一定要能承受 这样大小的峰值电压和电流。由于f c 工艺技术尺寸缩小的趋势降低了击穿电压，所以每经 过一代工艺，功率放大器的设计就变得更为困难。 对器件承受的相对强度进行定量化的一种通常的方法是定义另一种效率，称为“归一化 的功率输出能力”，它就是实际的输出功率对最大的器件电压与电流乘积的比。对a 类放大 器而言，这一无量纲性能指标的最大值为： 晶；丧= 揣丢( 3 - 1 1 )耻2 赢鼢2 ； 可见，a 类放大器提供的线性度是以低效率和器件承受相对大的强度为代价的。如果漏 极的摆幅小于前面所假设的最大值，并且在其它地方还有另外的损失，那么效率还会降低。 但摆幅接近零时，漏极效率也接近零，因为传递到负载的信号功率变为零而晶体管仍然在消 耗宜流功率。 a 类功率放大器的特点可以概括为；线性度好，效率低。 3 1 3 2b 类功率放大器 如图3 7 所示，b 类功率放大器一般做成推挽结构。图中使用了一个变压器作为输出级 输出结构。 v o u t 图3 7 典型的b 类功率放大器电路 图3 8 则是另一种输出级结构，采用两个m o s 管形成对称互补的输出结构，不过由于 大多数的p 型晶体管不适合用于高速电路中，所以该结构只适合用于工作频率比较低的电 路。在射频电路中一般采用高速电路结构，电感做成的变压器就是比较好的一种结构。 1 6 东南大学硕士论文 图3 8 另一种推挽输出级 对于b 类功率放大器，通过选择合适的偏置条件，在一个信号周期内，两个晶体管分 别在信号的正半周和负半周导通，在导通的半周内，输出电流为半个正弦波，两个半波在负 载上合成为一个正弦波。b 类功率放大器仍然是线性功率放大器，但其线性度比a 类的要 差。b 类功率放大器中晶体管的导通角度为1 8 0 度，只有a 类功率放大器的一半，并且没 有信号时无静态功耗，所以其效率要比a 类功率放大器高。下面推导b 类功率放大器的效 率： 因为b 类功率放大器的偏置电流i c = 0 ，有信号时晶体管才工作，所以漏极信号电流等 于电源供给电流中的交流成分，即： t = 毛( 3 1 2 ) 则晶体管漏极的输出功率为： 只= ；r 芒疋盘= 手r 毛b 西 = 三tf ( s i n t ) 2 r , a t 2 i 2 r , ( 3 1 3 ) 其中，x 为漏极电流幅度，败为晶体管漏极看到的负载电阻值 电路中的直流功耗为： 昂= 专rv , 。i c a t = 彳1r r ( l s i n ，) 毋 = & c l 万 ( 3 1 4 ) 1 7 第三章功率放大器介绍 打：墨：三丝 。昂4 当l = p 疋时，电路的效率达到最大值，即： ( 3 - 1 5 ) ，7 一= 三7 8 5 ( 3 - 1 6 ) 4 ，7 2 一“，w o 同a 类功率放大器一样，效率随输出功率的减小而降低，在信号很大或者电流为零趋于 截止时电路都表现出非线性特性。b 类功率放大器与a 类功率放大器相比，提高了效率， 但增加了电路的复杂程度，降低了线性度。 3 1 3 3a b 类功率放大器 上面讨论的b 类功率放大器，假设晶体管工作在理想状态，即有信号时导通，无信号 时截止，没有偏置电流。但实际上晶体管在工作时，导通和截止特性不可能是理想的，所以 b 类功率放大器经常出现交越失真，即在负载上合成的电流波形的正负半周不能相互衔接。 为了避免交越失真的出现，通常给晶体管加上一个小的偏置电流，这样就构成了a b 类功率 放大器。正如其名称所示，a b 类功率放大器的线性和效率介于a 类和b 类功率放大器之间。 由于兼顾了线性度和效率，这是实际应用比较多的一类功率放大器。 3 1 3 4c 类功率放大器 从前面a 类和b 类功率放大器的分析可以看到，通过减小晶体管的在一个信号周期内 的导通角度，功率放大器的效率得到了提高。如果继续减小晶体管的导通角度，让导通角度 小于1 8 0 度，则功率放大器的效率会更高。c 类功率放大器就是基于这个原理。典型的c 类功率放大器如图3 9 所示： r f c 一。 v b 如果v m i v b i + m l 打开 图3 9c 类功率放大器典型电路 对于图3 9 所示电路，偏置电压v b 小于n m o s 管的阈值电压，但偏置电压与输入信号幅 度n 之和大于n m o s 管的阈值电压。这样在一个信号周期内，n m o s 管的导通角度就小 于1 8 0 度。c 类功率放大器属于非线性功率放大器。信号经过晶体管放大后，产生许多新的 1 8 东南大学硕士论文 频率分量，通过一个选频网络挑选出所需要的频率分量，通常是输入信号的频率，但也可以 实现倍频。c 类功率放大器的效率随着导通角度的不同而有所不同，导通角度越小，效率越 高。c 类功率放大器效率公式的推导非常复杂，引用相关书籍中的结论阱，其最高效率表达 式为： 2 一s i n 2 叮一2 4 ( s i 2 n 0 - 妒c o s 0 ) ( 3 1 7 ) p 。壁二墅生 “ l c o s 形2 ) ( 3 1 8 ) 其中m 为晶体管导通角度的一半，为输出功率。虽然c 类功率放大器的效率较高，但 由于电路的阻抗会随着信号的变化而变化，电路的匹配和阻抗变换非常困难，并且其输出功 率会不断减小，因而失去了实用价值。 3 1 3 5a 、b 、c 类功率放大器小结 三类功率放大器共同的特点是：输入均为正弦波，晶体管都等效为一个受控电流源。不 同之处在于工作点的偏置，使得晶体管在信号一周期内导通角度不同，三类晶体管的效率也 不同，其晟高工作效率为： 刁m2 其中的定义如图3 1 0 所示： 0 堑二墅型 4 ( s i n e 一庐c o s 妒) 、1 d ，l c 、八八、 嘧。 表3 1 三类放大器比较 图3 1 0 一的定义 t 0 = 3 6 0 0n = 5 0 c l a s s a 0 = 1 8 0 0 n = 刁9 c l a s s b 0 = 0 0 n = 1 0 0 c l a s s c o 一1 7 ) 三类功率放人器中的晶体管都等效为受控电流源。要增加输出功率，必须增大激励功率， 故功率放大器的功率附加效率( p a i ) 不高，晶体管本身也消耗了相当大的功率。为了进一步 提高功率放大器的效率，可以让晶体管工作在开关状态。晶体管上的电压电流的乘积接近于 零，这样晶体管本身几乎不消耗功率。从而使得功率放大器的效率接近1 0 0 。这种类型的 功率放大器称为开关模式功率放大器，d 、e 、f 类功率放大器就属于这种类型。 1 9 第三章功率放大器介绍 3 136d 类功率放大器 典型的d 类功率放大器的电路结构如图3 1 1 所示。其电路结构于b 类相似，也是推挽 结构。所不同的是该电路中的晶体管工作在开关状态，电路的输入信号为方波而不是正弦波。 图3 1 ld 类功率放大器典型电路 丑 i t 输出部分通过l c 串联谐振回路在负载上产生正弦波。d 类功率放大器属于非线性功率 放大器，输出的是恒包络信号，效率接近1 0 0 ，其损耗主要是由于晶体管导通时内阻不为 零所形成。 d 类功率放大器在高频应用时的另一个关键问题是晶体管的开关时间。如图3 1 2 所示， 图3 1 2 晶体管开关时间对波形的影响 当输入电压发生跳变使晶体管导通时，晶体管的输出电流i c 要经过延迟时间t d 和上升 时间。而当输入电压跳变欲使晶体管截止时，又要经过存储时间t s 和下降时间协当晶体 管的这些开关延迟时间与信号的周期相比变得不可忽略，甚至占去了信号周期的较大部分 时，两只晶体管的轮流导通、截止就变得不理想。而且在开关转换瞬间，可能会出现同时导 通或同时截止的现象。这一方面会增加损耗降低效率，另一个方面也会增大晶体管损坏几率。 这就限制了d 类功率放大器工作频率的提高以及效率的提高。所以从实用的角度来看，d 类功率放大器在很大程度上只是一个概念。e 类功率放大器针对d 类的缺点做出了改进。 东南大学硕士论文 3 1 3 7e 类功率放大器 e 类功率放大器原理电路如图3 1 3 所示。它由单只晶体管和负载网络组成，适用于在 激励信号作用下，晶体管为非理想开关的情况。非理想开关的含义是：开关导通和断开的时 间不为零：而且开关接通时，内阻不为零，开关断开时，内阻也可不为无穷大。e 类功率放 大器是依靠高阶的电抗网络作负载回路，利用网络的瞬态响应来保证晶体管的漏极( 对于双 极性晶体管，则为集电极) 波形变化，使此波形达到； r f c v 图3 1 3e 类功率放大器原理电路 l 、 晶体管截止时，漏极电压必须延迟到晶体管开关断开后才开始上升。 2 ， 晶体管导通时，不仅漏极的电压为零，而且漏极电压对时间的导数也为零。这样 即使晶体管的开关转换时问与信号周期相比已占去了相当时间，但同样可以避免 同时产生漏极电流与潺极电压，从而避免晶体管消耗功率，使得e 类功率放大器 的工作频率和效率都比d 类功率放大器高。 为满足以上条件，高阶网络中各元件的取值为： 三：盟 ( 3 1 9 ) 印瓦p 赤丽2 南 g “c l ( 5 盈4 4 7 ( + 瓦1 4 2 两 c ，伽 其中q 的取值取决于效率和谐波失真度要求。电路正常工作时，漏极的电压和电流波 形如图3 1 4 所示： 2 1 第三章功率放大器介绍 v i n z d v x o f fo noffo no f f 【7 1 rr 勿7 仄 图3 1 4 晶体管漏极电压和电流波形 同d 类功率放大器一样，e 类功率放大器也属于非线性功率放大器。虽然e 类功率放 大器的效率和工作频率比d 类有了提高，但晶体管非理想的开关特性仍然制约着电路的性 能。并且随着集成电路工艺的进步，直流供电电压越来越低，不利于晶体管开关转换速率的 提高，并且容易使晶体管被击穿。这些都制约了e 类功率放大器的实际应用。 3 1 3 8f 类功率放大器 典型的f 类功率放大器电路如图3 1 5 所示。信号经过晶体管放大后，先通过一段四分 之一波长( 相对于输入信号载波波长) 的传输线，再通过一个谐振频率为载波频率为o 的谐振 网络到达负载。 图3 1 5f 类功率放大器典型电路 四分之一波长传输线具有两端阻抗“互换”的特性，即： 才 乙= 孑 ( 3 - 2 2 ) z l 而对于半波长的传输线来说。输入阻抗就等于负载阻抗。 f 类功率放大器的工作原理为：对于频率为载波频率的信号，从漏极“看到”的是一个纯 电阻阻抗，因为谐振网络此时可认为是开路；对于偶次谐波分量，传输线相当于半波长传输 线，谐振网络相当于短路，此时从漏极看到的阻抗等于零；对于奇次谐波分量，传输线相当 于四分之一波长传输线，谐振网络相当于短路，根据公式( 3 - 2 2 ) ，从漏极看到的阻抗应为 无穷大。这样。在漏极的信号中，偶次谐波分量被消除，奇次谐波分量得到加强，使得漏极 东南大学硕士论文 的电压波形边沿变得陡峭，接近于方波，而由于谐振网络的存在，只有频率为载波频率的信 号到达负载上不管晶体管导通、截止还是在转换过程中，都没有功率消耗，这样就克服了 由于晶体管开关特性不理想而带来的功率放大器的效率和工作频率不能提高的缺点。如图 3 1 6 所示。 t 图3 1 6 f 类功率放大器漏极电压与电流波形 另外，通过傅利叶变换可以知道，漏极上的信号电压摆幅也得到了提高，为8 v d d 丌， 超过了电源电压的2 倍。f 类功率放大器通过增加电路的复杂性，使得效率和工作速率得到 提高，是实际应用比较多的一类非线性功率放大器。 3 2 功率线性化技术 3 l s l 功率放大器的效率和线性度是一对矛盾。a 、b 类功率放大器可以满足线性度的要求， 但其效率低下，d 、e 、f 类功率放大器可以达到很高的效率，但只能用于放大恒包络信号。 为了提高功率放大器的效率，又能满足线性度的要求，功率线性化技术得到了研究和应用， 本文简单介绍一下各种功率线性化技术并对它们做出比较。 前馈( f e e d f o r w a r d ) 。非线性失真后的信号可以看作一个线性信号与一个误差佃州言号 之和，前馈技术将这一误差信号从放大后的信号中取出来并去除，其原理如图3 1 7 所示。 主放大器 图中 图3 1 7 前馈技术 么= g + = 玖g 一圪= g ( 3 - 2 3 ) ( 3 2 4 ) 第三章功率放大器介绍 v c = g = k ( 3 - 2 5 ) = 吆一= 圪g ( 3 - 2 6 ) 前馈技术的特点是电路中不存在反馈回路，具有良好的稳定性。但依赖于信号 幅度和相位的精确匹配，需要延迟线来达到相位的匹配，因此会引入损耗并且不易 集成，对相加器的要求很高，往往只能用低损耗的无源器件。 反馈。负反馈的基本原理如图3 1 8 所示。负反馈电路的增益为： 4 = 南 ( 3 图3 1 8 负反馈原理 负反馈电路对非线性失真具有自动调节作用。例如，若基本放大器的非线性失真使 其输出信号产生正半周幅度大、负半周幅度小的失真波形，则通过反馈网络的反馈信号 也是失真的，它与输入正弦信号相减，得到的基本放大器净输入信号将是正半周幅度小、 负半周幅度大的失真波形，从而阻止了输出信号正半周幅度变大和负半周幅度变小的趋 势，因此在保持输出信号幅度相同的条件下，它的波形更接近于正弦波，减小了非线性 失真。如图3 1 9 所示。 墅亟乎 m1 抽 ( a ) 图3 1 9 负反馈对放大器非线性失真的影响 负反馈方法存在的问题是：反馈回路的引入降低了高频环路增益，同时存在严重的 稳定性问题，因此希望环路在低频工作。这样环路中将包含变频电路；环路的高频通路 引入了可观的相移，因此需要在解调时进行补偿，相移的控制是一个难点。 东南大学硕士论文 预失真( p r e d i s t o r t i o n ) 。预失真的原理如图3 2 0 所示 x 趣刁哲z 图3 2 0 预失真原理 预失真又分为模拟预失真和数字预失真。现在很多电路都采用这种技术，特别是数 字预失真得到了广泛应用。但电路的规模和复杂程度大大增加。并且由于功率放大器还 存在一定的记忆效应，导致了预失真电路或算法变得非常复杂。 带非线性元件的线性放大l i n c ( l i n e a ra m p l i f i c a t i o nw i t hn o n l i n e a rc o m p o n e n t s ) ：这种技 术的原理是：一个非恒包络信号可以分解为两个恒包络信号之和，把两个恒包络信号分 别采用非线性功率放大器进行放大后再合成一个非恒包络信号，如图3 2 1 所示。 v ， 图3 2 1l i n c 原理 这种方法的难点在于：两路信号必须具有良好的匹配，相加器必须提供足够的隔离度和 尽可能小的损耗，同时，两个调相信号的产生也具有相当大的难度。 包络消除与恢复( e n v e l o p e e l i m i n a t i o n a n d r e s t o r a t i o n , e e & r ) 。原理如图3 2 2 所示。 一个非恒包络信号可以分解为一个低频的包络信号和一个高频的恒包络信号，这样可以 使用一个高效率的非线性放大器去放大高频恒包络信号，这个放大器的增益由包络信号线性 控制( 调制) ，包络信号则由一个低频放大器放大( 不需要大功率) 。电路的难点在于：低频和 高频信号的延时必须一致；去除包络时会引入相位失真( a m p m ) 需要采用开关电源技术 减小控制( 调制) 的功耗。 第三章功率放大器介绍 砟羟 f 图3 2 2 包络消除( a ) 与再生( b ) 原理 表3 2 列出功率线性化技术的比较。 表3 2 功率线性化技术比较 c ，i 比 功率附加效率带宽复杂程度 前馈高低宽高 反馈中 中窄 低 预失真 中中 中等 中 l i n c 高高中等高 包络消除与再生高高 窟 高 3 3 小结 本章详细介绍了射频功率放大器的特点、性能指标、分类以及功率放大器的线性化技术。 只有对功率放大器有较为详细的了解，才能对本次设计采用何种结构做出正确的选择。通过 本章节以及上一章节的讨论，对于采用i e e e s 0 2 1l a 协议的5 g h zw l a n 功率放大器，应该 使用线性度最好的结构，以免对系统整体性能造成巨大影响。所以本次设计采用a 类放大 器牺牲效率来提高线性度。由于a 类放大器本身就是线性放大器，另外系统对放大器的 要求比较高。应该尽量降低电路的复杂度，所以本次设计未采用上述的线性化技术。 东南大学硕士论文 第四章功率放大器电路设计 本文采用t s m c 公司o 1 8 p m c m o s t 艺设计y - i m t ：无线局域网i e e e 8 0 2 1 l a 标准的 功率放大器。在3 3 v 工作电压下，增益为2 3 7 d b ，l d b 压缩点输出功率2 1 8 d b m 。最大功率 附加效率( p a e ) 为1 5 。下面主要介绍该放大器的设计。 4 1 功率放大器的模块划分川 一个典型的功率放大器一般包括输入匹配网络、晶体管放大电路、阻抗变换网络、直流 偏置和输出阻抗匹配网络，如图4 i 所示。 z 3z * z o t ，rz l bkk ze 图4 1 功率放大器的模块划分 由于晶体管的输入阻抗是复数，为了减少输入端的信号反射，必须加输入匹配网络，输 入匹配网络将射频源的阻抗( 一般为5 0 f d 变换到源阻抗乙换句话说，变换到源反射系 数几。为了在输出端获得较大的输出功率，输出匹配网络是电路中不可缺少的部分，它将负 载阻抗( 一般也为5 0 f d 变换到磊，或者说。变换到负载反射系数五。这里的互和几是指 信号源在晶体管输入端的阻抗和反射系数，而厄和丘是指负载在晶体管输出端的阻抗和反 射系数。放大器中的晶体管工作在大信号状态，非线性效应非常显著，设计放大电路时，小 信号电路的等效模型不再适用，必须充分考虑晶体管的非线性特性。直流偏置电路为电路提 供合适的静态工作点。 4 2 稳定性设计 功率放大器的稳定性，或对振荡的抑制性是放大器的设计中需要考虑的非常重要的因 素。稳定性取决于晶体管的s 参数、匹配网络以及偏置条件。二端口网络中，当输入或输 出端口呈现负阻时，有可能发生振荡。对于单向器件，若i 两l i 1 或i s 2 2 i 1 ，使得电路的l k p l 或w o o r p l ，就可能出现振荡。对各种无源负载和信号源阻抗，如果网络的z 凶和z o u r 实部 均大于零，那么如图4 2 所示的二端口网络，在给定频率范围内绝对稳定否则，网络将是 潜在不稳定的。 第四章功率放大器电路设计 以及 qc hg x tq za 图4 2 二端口网络的稳定性 根据反射系数表达式，在给定频率范围内绝对稳定的条件是 b l i r d 。 刚 l h i l = s l l + 划 t 佛：+ 型1 - s 到n f s ( 4 2 1 ) ( 4 2 1 ) ( 4 2 3 ) ( 4 2 4 ) 其中所有的参数都是对特征阻抗z 0 的归一化参数。 式( 4 2 1 ) 至( 4 2 4 ) 的解给出二端1 ：3 网络达到绝对稳定所需要的条件。在详细讨论 绝对稳定的充分必要条件前，先来看看式( 4 2 1 ) 至( 4 2 4 ) 的图示分析。图解法对于分析 潜在不稳的晶体管非常有效。 若图4 2 的二端口网络不是绝对稳定的，放大器仍可能在一定的尽和五的取值范围内 满足式( 4 2 3 ) 和式( 4 2 4 ) ，从而保证稳定工作。这些使z i n 和z o t r r 的实部为正的尽和屁 的值( 即源和负载阻抗) ，可以用下列图解法在s m i t h 圆图中得到。首先分别确定尽和五的 取值范围，使相对应的w m l = l 和i 晶。i = 1 。令式( 4 2 3 ) 和式( 4 2 4 ) 的幅值等于l ，并从中 解出尽和五的值。可以看出r s 和r l 的解均在圆上( 称之为稳定圆) ，圆的方程由下面的公 式给出 和 卜一俐= 1 蒯 卜一删= ( 4 2 6 ) 其中 a = 墨l s 叠一墨2 s 2 l ( 4 2 7 ) 在r s 和r l 的平面上，使i 矗l = l 和1 厂叫产1 的圆半径和圆心分别由式( 4 2 5 ) 和( 4 2 6 ) 得到，即 使i 矗p 1 的五值( 输出稳定圆) ： 东南大学硕士论文 吒2 ( 半径) q = 备署徊吒2 丽咽心 使i 矗一= l 的尽值( 输入稳定圆) ： 珞2 ( 半径) g 2 寄并涸 ( 4 2 7 ) “2 9 ) ( 4 2 1 0 ) 将二端口器件在某一频率的s 参数代入式( 4 2 8 ) 至( 4 2 1 1 ) ，可以计算出半径和圆 心并在s m i t h 圆图上画出该图，能使f 矗产1 和i 正m i _ 1 的尽和正的取值就可以很清楚地看出 来。图4 3 表示l 二卜l 和。p 1 的稳定圆。在五的平面上，稳定圆边界的某一边，有l 矗i l ， 而另一边i 矗p 1 。同理，在尽的平面上，在稳定圆边界的某一边有i 矗。i l 。 还需要在s m i t h 圆图上确定哪一部分代表稳定区，换句话说， 在哪些区域取值( 其 中i f s f 1 ) 使得l l l 。可以看出，如果z l = z o ，那么咒= 0 ，而且还有i 晶 = l s l d 。如果s i l 的 幅值小于l ，而f l = 0 时，i 矗l l 。这也就是说，图4 3 中的s m i t h 圆图的中心处代表稳定工 作点，因为由f l = 0 可以得到i 矗i 1 ，当z l = z o 时，f l = o ，而i 矗p l ， s m i t h 圆图中的中心处代表非稳定工作点。图4 4 表示所讨论的两种情况。阴影部分表示五 的稳定工作取值。同样，图4 5 表示几的稳定区和非稳定区。 l ( h l | j1 0 刑= l m ) 图4 3s m i t h 圆图上的稳定性，( a ) n 平面( b ) r 汗面 对于绝对稳定器件，网络中的任何无源负载和信号源必定得到稳定条件。从作图的观 点看，对于l s l d 1 对于旧。i 1 1 一i s , ，1 2 i 墨：s 2 。j l i s ：1 2 慨：s ：。i 其中 k ：! 二隧二幽：巡 2 1 s , 2 s 2 1 i 以及 a = s l l