（电路与系统专业论文）多路输出dcdc转换器专用集成电路设计.pdf

摘要 基于西安电子科技大学电路c a d 研究所科研项目“多输出电压型d c d c 关 键技术理论研究与设计”，本论文深入研究了多路输出，电流模式d c d c 转换器 的工作原理和电路设计，设计实现了一款双路输出、峰值电流模式、同步整流、 降压型d c d c 转换器x d l l 2 4 。芯片整体电路设计己完成，经仿真验证，各项指 标均达到设计要求。 论文系统地研究了d c 】d c 转换器的工作原理和控制模式，为x d l l 2 4 的设计 提供了理论指导。该芯片采用同步整流技术和轻负载两种可选工作模式，提高了 全负载范围内的工作效率；将两路转换器集成在单个芯片中，实现两路独立输出； 设计芯片在输入电压降低至接近输出电压时，主开关管1 0 0 占空比导通工作，以 延长电池的使用寿命。芯片采用峰值电流模式脉宽调制控制方案，大大提高了芯 片电源电压和负载变化的瞬态响应性能，并设计了斜坡补偿电路以消除电流模式 d c d c 转换器中占空比大于5 0 时出现的开环不稳定、亚谐波振荡、对噪声敏感 等缺点。同时设计可根据斜坡补偿信号幅度进行阈值自调节的箝位电路，减小了 斜坡补偿对电感峰值电流的影响，保证了芯片在高占空比条件下的带载能力。另 外，芯片还集成了欠压过压保护、过温保护等多种保护电路，确保系统更加安全 和稳定。 关键词：多路输出降压型d c d c电流模式斜坡补偿 a b s t r a c t o nt h eb a s i so ft h ep r o j e c to ft h ei n s t i t u t eo fe l e c t r o n i cc a d ，“d e s i g na n dk e y t h e o r e t i c a lr e s e a r c ho fm u l t i p l eo u t p u t sd c d cr e g u l a t o r ，ad u a lo u t p u t sp e a l 【c u r r e n t m o d es y n c h r o n o u sb u c kd c d cc o n v e r t e rx d l l 2 4i sd e s i g n e da n dad e e ps t u d yo f m u l t i p l eo u t p u t sc u r r e n tm o d ed o d ct h e o r yi sc a r d e do u t t h es i m u l a t i o no f t h ew h o l e c h i ph a sb e e nc o m p l e t e d ，a n dt h es i m u l a t i o nr e s u l t ss h o w t h a ts p e c i f i c a t i o n sa r em e t t h i sp a p e ra n a l y s e st h eb a s i cp r i n c i p l e sa n dc o n t r o lm o d e so fd c d cc o n v e r t e r , w h i c hi st h et h e o r yg u i d a n c eo ft h ed e s i g na n dt h ei m p l e m e n t a t i o no fx d l l 2 4 b y a d o p t i n gt h et e c h n o l o g i e so fs y n c h r o n o u sr e c t i f i c a t i o na n dt w oo p t i o n a lo p e r a t i o n m o d e sa tl i g h tl o a d s ，t h ee f f i c i e n c yo ft h ec h i pi se n h a n c e da tw h o l el o a dr a n g e t w o r e g u l a t o r s a r ed e s i g n e di no n es i n g l ec h i p ，a n dw o r ki n d e p e n d e n t l y t of u r t h e r m a x i m i z eb a t t e r yl i f e ，w h e ni n p u ts u p p l yv o l t a g ed e c r e a s e st o w a r d so u t p u tv o l t a g e ，t h e d u t yc y c l ei n c r e a s e st o1 0 0 ，w h i c hi st h ed r o p o u tc o n d i t i o n ，a n dt h ep m o s s w i t c hi s t u r n e do nc o n t i n u o u s l y a sar e s u l to ft h ea d o p t i o no fc u r r e n tm o d ec o n t r o l ，t h e t r a n s i e n tr e s p o n s es p e e do ft h es u p p l yv o l t a g ea n dt h el o a d sv a r i e t yb e c o m e sm u c h f a s t e r i no r d e rt oo v e r c o m et h ed i s a d v a n t a g e so fc u r r e n tm o d ec o n t r o lw h e nt h ed u t y c y c l ei sg r e a t e rt h a n5 0 ，s u c ha si n s t a b i l i t yo fo p e n l o o p ，s u b h a r m o n i co s c i l l a t i o na n d s e n s i t i v i t yt on o i s e ，as l o p ec o m p e n s a t i o nc i r c u i ti sd e s i g n e d ac l a m pc i r c u i ti sa l s o d e s i g n e dw h o s et h r e s h o l dc a nb ea d j u s t e dw i t hr e s p e c tt ot h em a g n i t u d eo ft h es l o p e c o m p e n s a t i o ns i g n a l s ot h a tas u b s t a n t i a l l yc o n s t a n tm a x i m u mc u r r e n tl i m i to ft h e r e g u l a t o rm a yb er e m a i n e da tg r e a t e rd u t yc y c l e s o v e ra n du n d e rv o l t a g ep r o t e c t i o n c i r c u i t s ，o v e rt e m p e r a t u r ep r o t e c t i o nc i r c u i ta n do t h e rp r o t e c t i o nc i r c u i t sa r ed e s i g n e d ， w h i c hm a k et h es y s t e mm o r er e l i a b l ea n ds t a b l e k e y w o r d s ：m u l t i p l eo u t p u t s b u c kd c d cc u r r e n tm o d e s l o p e c o m p e n s a t i o n 声明 创新性声明 本人声明所呈交的论文是我个人在导师指导下进行的研究工作及取得的研究 成果。尽我所知，除了文中特别加以标注和致谢中所罗列的内容以外，论文中不 包括其他人已经发表或撰写过的研究成果：也不包含为获得西安电子科技大学或 其它教育机构的学位或证书而使用过的材料。与我一同工作的同志对本研究所做 的任何贡献均已在论文中做了明确的说明并表示了谢意。 申请学位论文与资料若有不实之处，本人承担一切相关责任。 本人签名：丝 日期：沁0 7 - ， 关于论文使用授权的说明 本人完全了解西安电子科技大学有关保留和使用学位论文的规定，即：研究生 在校攻读学位期间论文工作的知识产权单位属西安电子科技大学。本人保证毕业 离校后，发表论文或使用论文工作成果时署名单位仍然为西安电子科技大学。学 校有权保留送交论文的复印件，允许查阅和借阅论文；学校可以公布论文的全部 或部分内容，可以允许采用影印、缩印或其它复制手段保存论文。 本人签名： 导师签名： 丝 日期：溯岁 第一章绪论 第一章绪论 1 1 开关电源技术发展现状 随着电子技术的高速发展，电子系统的应用领域越来越宽广，电子设备种类 也越来越多。电子设备的小型化和低成本化促使电源向轻、薄、小和高效率方向 发展。电子电源是对公用电网或其他电能进行变换和控制，并向各种用电负载提 供优质电能的供电设备，它可分为线性电源和开关电源两种。单片开关电源集成 电路自1 9 9 4 年问世以来，引起了国内外电源界的普遍关注，现已成为极具发展前 景和影响力的一项高新技术产品。单片开关电源以其低损耗、高效率及电路简洁 等显著优点而受到人们青睐，并广泛应用于计算机、便携式电子设备、仪器仪表、 通信设备及家用电器产品中1 1 5 】。 近年来，随着电子信息产业的高速发展，人们对单片开关电源的需求与日俱 增，单片开关电源的开发、研制和生产已成为发展前景十分诱人的朝阳产业。目 前，随着单片开关电源的广泛应用，单片开关电源集成电路显示出了强大的生命 力，其具有高集成度、高性能及简单的外围电路、最佳的性能指标等特点，现已 成为开发中小功率开关电源、精密开关电源及开关电源模块的优选集成电路。 在国内，由于信息、家电领域，特别是电信领域的迅猛发展，推动了电源市 场的发展。目前，上述领域在我国普遍采用了开关电源。其中，通信d c d c 电 源是增长速度最快的一部分。预计中国开关电源市场总额在7 0 亿元人民币以上， 模块电源所占的比例将会越来越大。 1 2 开关电源及d c d c 集成电路芯片的发展趋势 近年来，开关电源发展呈现以下趋势f 3 4 问： 1 1 小型化、轻量化和高频化 开关电源的体积、重量主要由储能元件( 磁性元件和电容) 决定，因此，开关 电源的小型化实质上就是尽可能减小储能元件的体积。在一定范围内，开关频率 的提高，不仅能有效地减小电容、电感以及变压器的尺寸，而且还可抑制干扰、 改善电源系统的动态性能。因此，高频化是开关电源的主要发展方向。 2 ) 高效率和高可靠 开关电源使用的元器件大大少于线性电源，因此提高了可靠性。电容、光电 耦合器以及功率m o s 等元器件的寿命决定开关电源的寿命。因此，要尽可能采 用较少的元器件，提高集成度。另外，开关电源的工作效率高，会使自身发热减 2 多路输出d c d c 转换器专用集成电路设计 少、散热容易，从而实现高功率密度、高可靠性。 3 ) 低噪声和良好的动态响应 开关电源的缺点之一是噪声大。单纯追求高频化，噪声也会随之增大。采用 部分谐振转换电路技术，既可以提高频率，又可以降低噪声。 钔低电压、大电流、高功率 低电压、大电流、高功率变换技术，已从3 3 v 降至1 0 v ，电流已达几十至 几百安培。同时，电源的输出指标，如纹波、精度、效率、启动时间、启动过冲 以及动态特性等，也得到进一步提高。开关电源的研究内容非常广泛，包括电路 拓扑结构、动态问题( 尤其是负载的大信号动态问题) 、同步整流技术、控制技术 以及其它相关技术的研究，诸如布线、磁集成、新兴电容、封装和商频大功率器 件等技术。从目前至今后一段时问内，它都是电力电子界的热点。 集成d c d c 的设计技术及生产工艺在国内外均已成熟并标准化，其效率达到 9 0 以上。为了满足不断发展的电子产品的需要，并且随着半导体工艺水平不断 提高，集成d c d c 电压转换器呈现出以下趋势f 1 5 】： 1 ) 提高效率 主要采用如低漏失电压、低静态电流、低维持电压和同步整流等技术来减小 芯片功耗而提高转换效率。 减小体积 减小体积有利于产品小型化和降低成本，通过调整管集成和采用高的工作频 率而缩小d o d c 芯片和外围器件的尺寸。 3 ) 多功能和多工作模式 单片集成具有多路输出、多管理方案和多工作模式转换器。 们多路电压输出 单芯片集成多路输出。 5 1 保护措施完善 有过温保护、过流保护、电池反接保护和输出短路保护等。 6 1 大电流输出 1 3 多电压输出电源管理芯片发展现状 电源管理技术在集成化的道路上飞速前进，高性能的集成电源管理芯片在便 携式设备中己被广泛采用，以得到高效的电源且缩小设备体积，并成为便携式设 备的关键组成。便携式设备的广泛使用，又促进了集成电源管理芯片飞速发展， 市场需求是技术发展的原动力，电源管理芯片随着便携式设备的不断发展而不断 完善提高性能。以数码相机为例1 2 ，数码相机集合了各种电子元件( 镜头马达、 第一章绪论 3 l c d 背光、闪光灯、d s p 等) ，则其电源管理就要包括i f 电源、镜头驱动马达电 源、l c d 电源、背光电源等，如何优化电源设计关系到其整机的低功耗、小尺寸 和高可靠等关键特性。随着数码相机近年来逐渐成为主流消费电子产品后，消费 者对数码相机功能的要求亦不断提升，例如高像素、短片拍摄功能、大l c d 显示 屏、大容量存储和小体积等。延长使用及待机时间成为数码相机设计面临的重要 挑战，也是电源管理芯片的一个挑战和机遇。设计具有多路电压输出的单片集成 电源管理芯片是电源管理芯片促进当前便携式设备发展的关键，也是电源管理芯 片未来的主要发展方向。目前，国际各大半导体公司都设计推出多路电压输出的 集成转换器以抢占市场，获取巨大利润。 综上所述，随着手机、数码相机、数码摄像机等便携式设备的功能越来越复 杂，对电源管理芯片的要求越来越高。设计可以单片解决便携式设备多样化电源 管理功能的具有多路电压输出转换器集成芯片已成为今后电源管理类芯片的重要 发展方向。 1 4 本论文的内容安排 本论文共分为四章，第一章对开关电源技术、多电压输出电源管理芯片及其 发展趋势作一介绍；第二章分析了d c d c 的工作原理和控制模式，完成了x d l l 2 4 的系统设计；第三章对x d l l 2 4 主要模块电路进行电路设计和仿真验证，并对电 压环和电流环的稳定性作了分析：第四章为芯片整体电路仿真结果；最后是结束 语。 4 多路输出d c d c 转换器专用集成电路设计 第二章x d l l 2 4 系统设计 2 1d c d c 转换器的基本原理 2 1 1 开关电源的分类 开关电源包括两大类，直流直流( d c d c ) 转换器和交流直流( a c d c ) 转换 器。其中d c d c 转换器是开关型稳压电源的核心部分i 删。它是一种控制开关管 导通关断时间的比例，用电感和电容等储能元件，对断续的波形进行平滑处理， 从而更有效地调整功率流的电路【1 8 】。d c d c 转换器的分类方法有很多种，按输入 输出的隔离方式分为隔离方式与非隔离方式；按开关的控制方式分为自激式和它 激式，d c d c 转换器详细的分类情况如图2 1 所示： 广降压型( b u c k ) f 厂非隔离式 升压型( b o o s t ) fi l l 升降压型( b u c k - b o o s 0 i ，它激式 fi厂，正向激励方式 lli 回扫方式 j、隔离式 推挽方式 d ( c 转换器i 半桥式 il 全桥式 i f r c c 方式 自激式 r o y e r 方式 lr o y e r 改进方式 图2 1d c d c 转换器的分类 2 1 2d c d c 转换器的基本原理 非隔离式d c d c 转换器主要有三种基本结构：降压型转换器( b u c k c o n v e r t e r ) 、升压型转换器( b o o s tc o n v e r t e r ) 和升降压型转换器( b u c k b o o s t c o n v e r t e r ) 。它们都属于感性电路，主要由开关晶体管、滤波电容、储能电感和肖 特基二极管构成【1 1 i 。以下我们逐一分析它们的基本工作原型蟠l 。 1 b u c k 型 b u c k 转换器【6 】的拓扑为电压源、串联开关和电流负载组合而成，也称它为串 联开关转换器。这是最基本的一种直流转换器，包含一个开关、一个二极管和一 个电感，其基本拓扑结构如图2 2 所示。 第二章x d l l 2 4 系统设计 5 根据电感中电流的情况， d c d c 转换器的工作模式可以分v m 为连续导通模式( c c m ) 和非连续导 通模式( d c m ) 。两种模式电感电流 波形如图2 3 所示。在转换器的主 开关导通期间，电感中的电流上升； 在转换器的主开关截止期间，电感 l l 【 l1 o 丰 i 。一 m l d j 图2 2 b u c k 型d c d c 拓扑结构 v o t r r r o 电流下降。如果在转换器的主开关截止期间，电感中的电流降到零，则在截止期 间的剩余时间内电感中存储的能量将为零，则我们称转换器工作于非连续导通模 式；否则转换器工作于连续导通模式。下面我们对d c d c 转换器的两种工作模 式分别进行说明和分析，以便于我们进行系统设计【5 6 1 。 图2 3 ( 1 ) 非连续导通模式中电感电流( 2 ) 连续导通模式中电感电流 ( 1 ) 连续导通模式工作原理 在工作过程中，当控制脉冲使开关导通之后，c o 开始充电，输出电压v o u t 加到负载r o 两端，在c o 充电过程中，电感l 内的电流逐渐增加，存储的磁场能 量也逐渐增加。此时，续流二极管d 因反向偏置而截止。经过t o n 时间以后，控 制信号使开关截止，l 中的电流减小，l 两端产生的感应电势使d 导通，l 中存 储的磁场能量便通过续流二极管d 传递给负载。当负载电压低于电容c o 两端的 电压时，c o 便向负载放电。经过时间锰后，控制脉冲信号又使开关导通，上述 过程重复发生。 主开关一般使用双极晶体管和m o s f e t 晶体管，因为m o s f e t 晶体管开关 速度较快，控制逻辑相对简单，故m o s f e t 主开关得到了大量的使用。根据晶体 管的开关特性，在管子的栅极加入控制信号就能控制它的导通和截止。对于n 沟 道m o s f e t 来说，当栅极加入正向信号时，管子导通且处于线性电阻区。在线性 电阻区，m o s f e t 的导通电阻很小，故v d s 压降很小，基本可以忽略不计。当n 沟道m o s f e t 的栅极加入反向信号时，管子截止，m o s f e t 的电阻近似无穷大。 当控制信号使主开关导通时，电感l 中的电流从最小值i 圳。增大到最大值 i i j 。，当控制信号使主开关截止时，l 中的电流又从最大值减d , n 最小值。假设 多路输出d c d c 转换器专用集成电路设计 主升夫具甭理想的升夫特性，兵导j 盥j 土降可以忽略小计，那么： 圪- 一乩等 由此可得： 一知嘛一。一v l v - 广v o o rr + 屯。 开关导通状态终止时，t t 。时l 中的电流到达最大值，即： ，。v - 了v o o rf 。+ i l m 在主开关截止期间，le o 的电流经续流二极管d 向负载释放能量， d 的正向压降，则可得出下列方程： v o 一_ l d 出i , ( 2 1 ) ( 2 2 ) ( 2 - 3 ) 假如忽略 由此可得出： 一扣加一乎c 一( 2 4 ) 主开关截止状态终止时，r o t1 t 币，l 中的电流下降到最小值，即： ，。自- 一半o + ，。一 ( 2 6 ) 由式( 2 3 ) 和( 2 6 ) 可得到： w 。：嚣。等4 d ( 2 - 7 ) 其中t o n 为开关导通时间，t 耐为开关截止时间，t 为主开关工作周期，f 为主开关 工作频率，d 为占空比。式( 2 7 ) 即为d ( c 转换器工作于连续导通模式时输入 电压和输出电压之间的直流关系。 由以上推导可知，输出电压v o t r r 与主开关的占空比d = t 。厂r 称正比，所以通 过改变主开关的占空比可以控制输出平均电压的大小。由于占空比d = t o 总是 小于1 ，所以v o t r r 总是小于v 瑚，故常称为降压型串联转换器。 改变占空比的方法有如下几种：第一，保持开关周期不变，调整导通时间t o n ， 常称为脉冲宽度调制型( p w m ) 转换器；第二，保持导通时间t o n 不变，改变开关周 期，即改变开关频率，常称为调频型( p f m ) 转换器；第三，宽度和频率同时改变， 使占空比得到改变，则称为混合型1 1 9 1 。 假如输入电压变化或者负载发生变化时，通过控制回路调节主开关的占空比， 就能使转换器的输出电压稳定。 由于流过电感的电流平均值等于负载电流，故有； 第二章x d l l 2 4 系统设计 7 k 立k ：j 。2 o 流过主开关的电流平均值为： 驴毕寺。d i 。 由式( 2 6 ) 和( 2 8 ) ，消去i 岫，可得： ( 2 - 8 ) ( 2 9 ) k - l + 警。 ( 2 - 1 0 ) 当电感中电流大于负载电流时，电容开始充电，输出电压开始升高；当电感 电流小于负载电流时，电容开始放电，输出电压开始下降。流过电容的电流可以 表示为： 一i l l( 2 - 1 1 ) 假设t = o 时，主丌关导通，电容放电电流开始减小，在经过t o 。以之后，电容 的放电电流等于零，此时输出电压具有最小值，然后电容开始充电，输出电压开 始上升，电容的充电将一直持续到电容电流再次变为零时为止。在主开关截止手 的t 。岱2 到t o 。+ t o 以之间电容上的电压增量，就可算出输出电压的纹波值，即： 落粤渺糖出+ j ! = 粤叫 力 将式( 2 - 2 ) 代入式( 2 1 2 ) ，得到导通期间电容电流的表示式： t t i o 。，l m + - ，v o u 7 f 一，o ( 2 1 3 ) 由此求出式( 2 - 1 3 ) 的第一项积分： i c d t = ( 1 z 。一l ) 每唁气等t o n 2 - ( i 。) 等了v o u t “够( 2 - 1 4 ) 将式( 2 5 ) 代入式( 2 - 1 2 ) ，得到主开关截止期间电容电流的表示式： i c i l - i o - j 一一二罢里t i 。 ( 2 - 1 5 ) 由此求出式( 2 1 3 ) 的第- - 项积分。为了便于计算，把积分下限移动到坐标原点，得 出： 出= i l m a x - ，o ) 等一了v o v t l o等t o ( 2 - 1 6 ) f f ，出=) 等一t 百 根据式( 2 6 ) 和( 2 8 ) ，可将( i l 。一i o ) y f i ( i l 。一1 0 ) 分别改写为； 8 多路输出d c d c 转换器专用集成电路设计 ，z m 一，。一一二予f 矿 ( 2 - 1 7 ) ，一一，。- 二等o ( 2 - 1 8 ) 将式( 2 - 1 4 ) 、( 2 1 5 ) 、( 2 - 1 6 ) 和( 2 - 1 7 ) 代入式( 2 1 3 ) ，经过基本的数学变换，就可以得 到输出电压的纹波分量圪的计算公式： a v o - 警( 2 - 1 9 ) 将式( 2 - 7 ) 经过适当的数学计算后，式( 2 1 9 ) 可以变换为： 一荨( 卜等) ( 2 - 2 0 ) 式( 2 2 0 ) 为b u c k 转换器工作于连续导通模式时输出纹波与输入输出电压、功率级 电感电容和系统工作频率之间的关系。在d c d c 中，输出电压的纹波特性是其 最重要的性能指标之一。在输出纹波指标和输入输出电压己确定的情况下，需要 综合考虑工作频率和功率级电感电容的取值。同时我们由上式可以看出输出纹波 的大小同系统工作频率的平方称反比，即在输入输出电压、功率级电感电容确定 的情况下，工作频率越高系统输出的纹波越小。因此当今d c d c 转换器的发展 趋势之一是高频化。 ( 2 ) 非连续导通模式工作原理 在工作过程中，当控制脉冲使开关导通之后，c o 开始充电，输出电压v o t r r 加到负载r o 两端，在c o 充电过程中，电感l 内的电流从零开始逐渐增加，存储 的磁场能量也从零开始逐渐增加。此时，续流二极管d 因反向偏置而截止。经过 t o n 时间以后，控制信号使开关截止，l 中的电流减小，l 两端产生的感应电势使 d 导通，l 中存储的磁场能量便通过续流二极管d 传递给负载。当负载电压低于 电容c o 两端的电压时，c o 便向负载放电。经过时间t o m 以后，电感中的电流减 小到零，电感中没有能量的存储，这时完全靠电容c 0 对负载放电。此时，续流 二极管d 因反向偏置而截止，故电感中不会出现反向电流。在经过时间锰后， 控制脉冲信号又重新使开关导通，上述过程重复发生。 根据能量守恒定律得： 嘛- v o ) d r 一w d l r ( 2 - 2 1 ) d 一。【d + d 1 ) ( 2 2 2 ) 则： 鳖j ) 一 佗2 3 1 d + d l 、。 第二章x d l l 2 4 系统设计 9 由式( 2 2 3 ) 司得： q d ( 岳。) 弘2 4 ， 在非连续模式中： d 1 1 一d l d 2 ( 2 - 2 5 ) 式中d 为主开关导通时间所在整个周期的比例，d 1 为电感中电流下降到零所用时 间所占整个周期的比例，i ：h 为电感中没有能量的时间所占整体周期的比例。 则将式( 2 - 2 4 ) 代入上式可得： 一。( 岳一) 也。百v o o t 邺z ) 6 ， 我们知道： a ，- 嘛一。) d r 肛( 2 2 7 ) 由式( 2 2 5 ) 可得： 嘛一。) d 丁= y 。鹕r( 2 2 8 ) 将式( 2 2 8 ) 代入式( 2 - 2 7 ) 可得： a iv o w d l 丁l ( 2 - 2 9 ) 输出电流可表示为： l ；a ，( d + d 1 ) 2 一三堡婴学 ( 2 3 0 ) 则： 兄一等一面万2 l 习 ( 2 - 3 1 ) d i t 。r t + d 盯t2 q 3 2 ) d 1 2 + d d l 一嚣一o ( 2 - 3 3 ) 从而可以解得： 即堡v r t p 。q 将式( 2 3 4 ) 代入式( 2 2 4 ) 可得： 1 0 多路输出d c d c 转换器专用集成电路设计 等。砸2 d 弘3 5 ， d + ，d 2 + 堕 、7 vr t 上式即为d c d c 转换器工作于非连续导通模式时输入电压和输出电压之间的关 系。 当转换器的负载电流变小时，导通时间t o n 降低，电感电流在h 期间内会降 低到零，形成电流的非连续，称为不连续导通模式( d c m ) 。连续导通模式和不连 续导通模式之间边界的负载电流为： 。掣 ( 2 - 3 6 )、 w n f l ”一j ( 3 ) b u c k 型转换器的效率 d c d c 转换器的效率定义为：有效输出能量所占电池总输入能量的百分比。 在实际中，输入能量共分为以下几部分：芯片控制部分维持正常工作所损耗的能 量、功率级主开关的导通损耗和开关损耗、功率级电感电容在进行能量转换的过 程中损耗的能量、负载所使用的能量等。 在实际过程中能量损耗较为复杂，故在此我们不考虑芯片损耗和主开关的开 关损耗，同时我们认为电容电感为理想器件。使用前面基本的输入输出电压电流 关系式可以得出b u c k 型转换器的转换效率为： 砑；墨l o v o w 旦堕业( 2 3 7 ) 。b ，。w + 、 7 ( 4 ) b u c k 型转换器的设计和外围元器件的选择 b u c k 转换器的设计可以分为四部分：控制电路的设计、开关功率管的设计、 滤波电感和滤波电容的设计。d c d c 转换器功率级器件的设计是以连续导通模式 的相关原理为基础的，因为非连续导通模式实际上是连续导通模式中一种负载较 小的极端工作情况。 由以上分析可知，当主开关导通时开关转换器的负载电流以及滤波电容的充 电电流都通过主开关供给。因此主开关的额定电流必须大于转换器输出的负载电 流。 由式( 2 3 ) 可得出下式： 一v o w 。la1l一(2-38) 式中a l 。一，工一一，。“。 由此可以得出： l 。石t , n 嘛一w ) ( 2 - 3 9 ) 第二章x d l l 2 4 系统设计 1 1 式( 2 3 9 ) 中，a 。为滤波电感l 中电流i l 的变化量即负载电流i o 变化量， 最小负载电流下仍保持电感电流连续。应取： a 墨2 ，口m 式中，i o i 凼为转换器输出电流的最小值。 将式( 2 3 9 ) 代入式( 2 3 8 ) ，可得出电感的最小值为： 苫v 1t - f o u r f 。 2 j 。i i 血 “ 根据式( 2 - 7 ) 可以得出： 小等一甓 为使在 ( 2 4 0 ) ( 2 4 1 ) ( 2 - 4 2 ) “杀2 7 ( 卜等) 。j 、 由式( 2 1 9 ) 可以看出，根据所需的交流电压输出分量k 和其他给定的设计数据， 可获得计算滤波电容c 的公式： c一格(，一百vob7avo) ( 2 - lo ：一1 1 一一i 、。r ， 叫2 ij 、 当然，滤波电感和滤波电容也可以根据式佗1 8 1 计算出来： 三c 2 医l t o f f ( 2 4 5 ) 。 不过，根掘式( 2 4 5 ) 选择l c 的数值时， v m l 不能过小。若l 过小，l 内的电流脉动 饥。一l 。) 将会急剧增大，流过主开关的 最大电流增大，将使其工作状态恶化。由此 可知，电感l 除了起滤波作用外，还有限制v “ 开关电流的作用。 2 b o o s t 型 b o o s t 型转换器拓扑结构如图2 4 所示， 工作原理如下： 当m 1 导通m 2 关断时，电感两端压降 “ 为，电感电流线性上升，电感储存能量， 上升斜率为： “) b o o s t 型d c i ) c 槊构圈 l ( b ) b n 型d 咖储能等效电路 + 凡 + r ( c ) 默懈俚d a d c 续渣等效电路 图2 4 b o o s t 型d c d c 架构图 多路输出d c d c 转换器专用集成电路设计 小等”争( 2 - 4 6 ) m l 关断而m 2 续流时，电感两端的电压为v i v o ，可得其电流斜率为： 屯v o v _ r - v t u ( 2 - 4 7 ) 则电感电流下降并释放能量。 由于电感两端电势差取决于m 1 导通时间，则可通过控制该导通时间来实现 对输出电压幅度的控制： v o w 。高( 2 - 4 8 ) b o o s t 型转换器是升压型转换器，当m 1 导通时间为零时输出电压最小： 一一： ( 2 4 9 ) 其中，y 妇。1 表示m 2 的导通电阻压降。 3 b u c k b o o s t 型转换器 b u c k - b o o s t 型转换器拓扑结构如图2 5 所示。输入一个正电压，输出极性相反 的电压，且该电压在幅度上可以高于也可以低于输入电压，取决于功率管导通时 间d 。 当m 1 导通时，能量流向电感，电感电流线性增加，其斜率为： 小等一等( 2 - 5 0 ) 此时m 2 关断，输出级电路对输入级无 影响，输出电容c 0 为负载供电。 m 1 关断而m 2 导通时，输入电路 与输出级隔离。电感的压降为、，o ，电感 电流线性减小，下降斜率为： 小等竽( 2 - 5 - ) 电感释放所储存的能量到输出端。 b u c k b o o s t 型转换器是一种反压拓 扑结构，其输出电压和导通时间d 的关 系为： 。一与( 2 - 5 2 ) 在以上基本电源转换电路基础之上添加 v v 矾 v l h ( - ) b u c u 砌i ! d c ，d c 架构图 m l ( b ) b u c k - b o o s 鲤d c j d c 储能等效电路 阮 ( c ) b u c l 啦删型d c m c 续瘴等效电路 图2 5b u c k - b o o s t 型d c d c 架构图 + ? +一 第二章x d l l 2 4 系统设计 电压隔离和多路输出等功能就派生出各种各样的电压转换电路。 2 2d c d c 转换器系统控制模式设计 2 2 1 开关型d c d c 转换器的基本控制模式 从开关型d c d c 转换器的基本原理我们知道，其输出电压受开关管占空比 d ( d i z 0 r ，其中t o n 为开关管的导通时间，t 为周期) 的控制。控制占空比的 方式一般有脉冲宽度调制( p w m ) 模式【1 9 l 和脉冲频率调制( p f m ) 模式两种。p w m 模 式控制具有固定的工作频率，并可通过改变电感的充电、放电时间来保持稳定的 负载电压。这种控制技术能够在较宽的负载范围内保持较高的转换效率，但在轻 负载的情况下效率较低。此外由于开关频率是固定的，因而使得噪声频谱的带宽 很窄，宜于滤波，这样只需简单的低通滤波器就能大大降低输出电压的纹波，因 此这种控制结构可被广泛应用于电信设备等对噪声干扰较为敏感的应用系统。 p f m 调制电路的开关信号占空比通常保持为5 0 ，通过控制开关频率可提供稳定 的输出电压。与p w m 模式相比，在轻负载条件下，p f m 模式具有更高的效率， 但是采用p f m 模式控制的系统工作频率不固定，因而给滤波造成困难，因此输出 电压有较大的纹波，而且输出噪声、纹波的频谱在不同负载时有较大的变化范围。 考虑到所设计的芯片性能及应用，我们最终设计采用p w m 控制模式。 p w m 型开关稳压器是一个闭环系统，其基本工作原理就是在输入电压、内 部器件参数或外接负载变化的情况下，控制电路通过被控制信号与基准信号的差 值进行闭环负反馈，调节开关器件的占空比，从而实现稳定输出电压或电流。p w m 模式控制的取样信号有输入电压、电感电压、输出电压、输出电流、开关器件的 电流。通过对这些信号进行采样，可以构成单环、双环或多环反馈系统，实现稳 压、稳流或恒定功率的目的，同时还可实现一些附加功能，如过流、过压保护等。 p w m 开关稳压器主要有电压模式控制和电流模式控制两种方案。在电压模 式控制中，转换器的占空比正比于实际输出电压与理想输出电压之间的误差差值； 在电流模式控制中，占空比正比于额定输出电压与变换器控制电流函数之间的误 差差值。控制电流可以是非隔离拓扑结构中的开关电流或隔离拓扑结构中的变压 器初级电流。两者的基本工作原理和优缺点分别介绍如下： 1 电压模式控制 电压模式控制1 2 3 1 p w m 是六十年代后期开关电压转换器刚刚开始发展就采用 的一种控制方法。该方法与一些必要的过流保护电路相结合，至今仍然被广泛应 用。b u c k 型d c d c 的电压模式控制的原理框图如图2 6 所示。在此电路中，振 荡器产生锯齿波电压v s l o p e ，v s l o p e 在转换器开关周期t 期间从最小值f 一般为 o v ) 到某最大值( 对应于最大占空比) 呈线性斜波。误差放大器e a 对基准电压v r 睇 1 4 多路输出d c d c 转换器专用集成电路设计 和输出电压反馈信号v n ( - 。僻2 ( r 1 + r 2 ) ) ) 之间的差值进行放大。当输出 电压很小，以至v v a 远远小于v r e f 时，占空比达到最大值。输出电压升高会使占 空比变小，从而通过负反馈使输出电压稳定。 图2 6 中电压误差运算放大 器( e a ) 的作用有以下几点：( 1 ) 将 输出电压与给定电压的差值进行 放大及反馈，保证稳态时的稳压 精度。该运放的直流放大增益理 论上为无穷大，实际上为运放的 开环增益；( 2 ) 将开关电源主电路 输出端的附带有较宽频带开关噪 声成分的直流电压信号转变为具 有一定幅值的比较“干净”的直 流反馈控制信号( v c ) 。即保留直 流低频成分，衰减交流高频成分。 图2 6 电压模p w m 控制d c d c 转换器原理框图 因为开关噪声的频率较高，幅值较大，高频开关噪声衰减不够的话，稳态反馈不 稳；高频开关噪声衰减过大的话，动态响应较慢。虽然互相矛盾，但是对电压误 差运算放大器的基本设计原则仍是“低频增益要高，高频增益要低”；( 3 ) 对整个 闭环系统进行校正，使得闭环系统稳定工作。 电压模式控制的优点为：( 1 ) 占空比调节不受限制，最小可以为0 ，最大能够 达到1 ，同时占空比的变化对系统没有影响。( 2 ) p w m 三角波幅值较大，脉冲宽 度调节时具有较好的抗噪声裕量。( 3 ) 单一反馈电压闭环设计、调试比较容易。( 4 ) 对输出负载的变化有较好的响应调节。( 5 ) 对于多路输出电源，它们之间的交互调 节效应较好。 电压模式控制的缺点：( 1 ) 系统对输入电压的变化动态响应速度较慢，从而导 致负载调整率较大。这是因为电压模式控制只有一个电压反馈闭环，当输入电压 突然变化或负载阻抗突然变化时，因为有较大的输出电容c o u r 及电感l 相移延 时作用，输出电压的变化也延时滞后，输出电压变化的信息还要经过电压误差放 大器的补偿电路延时滞后，才能传至p w m 比较器进行脉宽调制。这两个延时滞 后作用是动态响应速度慢的主要原因。( 2 ) 补偿网络设计本来就较为复杂，闭环增 益和频率特性随输入电压而变化使其更为复杂，这样系统稳定性设计难度变大。 ( 3 ) 输出l c 滤波器给控制环路增加了双极点，在设计补偿电路时，需要将主极点 低频衰减，或者增加一个零点进行补偿。 2 电流模式控制 电流模式控制【9 i p w m 是双闭环控制系统，它包括两个控制环路：内部电流控 第二章x d l l 2 4 系统设计 制环路和外部电压控制环路。内部电流控制环路是瞬时、快速的，是按照逐个脉 冲工作的。其结果是在逐个开关脉冲上不仅仅可以响应负载电压的变化而且也可 响应电流的变化。在该双环控制中，内部电流控制环路负责输出电感的动态变化， 因而外部电压控制环路仅需控制输出电容，不必控制l c 储能电路。因此，电流 模式控制p w m 的带宽比电压模式控制的大得多。根据电感电流采样信号的不同 方式，电流模式p w m 控制又可分为峰值电流模p w m 控制( p e a kc u r r e n t m o d e c o n t r 0 1 ) 和均值电流模p w m 控带1 ( a v e r a g ec u r r e n t m o d ec o n t r o o 。 ( 1 ) 峰值电流模式 峰值电流模式【。7 i 控制在七十年代后期才从学术上作深入的建模研究，直至八 十年代初期，第一批电流模式控制p w m 集成电路的出现使得电流模式控制迅速 推广应用。b u c k 型d c d c 的峰值电流模式控制原理框图如图2 7 所示。在此电 路中，误差放大器( e a ) 放大得到的误差电压信号v c 送至p w m 比较器( p w m ) 后， 并不是像电压模式那样与振荡电路产生的固定三角波状电压斜坡比较，而是与一 个变化的、其峰值代表输出电感电流峰值的三角状波形或梯形尖角状合成波形信 号v s c 比较，然后得到p w m 脉冲关断阈值。因此峰值电流模式控制不是用电压 误差信号直接控制p w m 脉冲宽度，而是通过控制电感峰值电流间接地控制p w m 脉冲宽度。 峰值电流模式控制是一种固定 时钟开启、峰值电流关断的控制方 法。峰值电感电流容易传感，而且 在逻辑上与平均电感电流大小变化 相一致。但是，峰值电感电流的大 小不能与平均电感电流大小一一对 应，因为在占空比不同的情况下， 相同峰值电感电流可以对应不同的 平均电感电流，而平均电感电流值 才是唯一决定输出电压大小的因 素。在数学上可以证明，将斜率为 图2 7 峰值电流模p w m 控制d c d c 原理框图 电感电流下降斜率一半以上的补偿电流加在实际检测电流之上时，可以去除不同 占空比对平均电感电流的扰动，使得所控制的峰值电感电流最后收敛于平均电感 电流，因而合成波形信号v s c 要由斜坡补偿信号与实际电感电流信号两部分合成。 但是当外加补偿斜坡信号的斜率增加到一定程度时，峰值电流模式控制就会转化 为电压模式控制，或者当输出电流减小或处于空载状态并且斜坡补偿信号幅值【1 6 1 比较大的时，峰值电流模式控制从原理上也趋向于变为电压模式控制。 峰值电流模式控制p w m 的优点为：( 1 ) 暂态闭环响应较快，对输入电压的变 1 6 多路输出d c d c 转换器专用集成电路设计 化和输出负载变化的瞬态响应较快。( 2 ) 瞬时峰值电流限流功能，内在固有的逐个 脉冲限流功能有效的保护了主开关。( 3 ) 因为电感处于内部控制环路中，其电感电 流不再是一个单独的变量，消除了整个滤波电感所带来的极点和系统的二极特性， 使整体系统成为一个由输出电容和负载电阻构成的单极点系统，这样控制环易于 设计。 但是峰值电流模式控制p w m 也有其潜在的一些缺点【5 0 j ：( 1 ) 容易