（电力电子与电力传动专业论文）变频器信号处理与pwm技术研究.pdf

a b s t r a c t a b s t r a c t t h i sp a p e ri s m a i n l ya b o u tt h e r e s e a r c ho nt h ec o m m u t a t i o ut o r q u e r i p p l e o f b m s h l e s sd cm o t o r ( b l d c m ) ，w h i c hi su s e di ne l e c t r i cv e h i c l e ( e v ) 1 7 i r s t l y ，t h i s t h e s i s p r e s e n t st h ec o m b i n a t i o n ，w o r k i n gp r i n c i p l e o fb i 。d c m a c c o r d i n gt ot h e e q u i v a l e n tm o d e lo fb l d c m ，f i l ep a p e rg i v e s am a t hm o d e lo fb l d c ma n da d e t a i l e d a n a l y s i s t ot h ec o m m u t a t i o no fb l d c m ，w h e nu m = 4 e ，s h u t t i m eo f c u r r e n tf o rs h u t t i n gp h a s ee q u a l st or i s e t i m eo fc u r r e n tf o ro p e np h a s e l e m p o r a l i t y ，n o c o m m u t a t i o n t o r q u er i p p l e w h e nu m 4 e ，s h u t t i m eo f c u r r e n tf o rs h u t t i n g p h a s ei s m o r et h a nr i s e t i m eo fc u r r e n tf o ro p e np h a s e t e m p o r a l i t y , c o m m u t a t i o n t o r q u er i p p l ei n c r e a s e se l e c t r o m a g n e t i s mt o r q u e a tt h es a m et i m e ，s i m u l a t i o nm o d e l o fb l d c mi si m p l e m e n t e dw i t ht h eh e l po fm a t l a b ，s i m u l a t i o nr e s l u ta n da n a l y s i s a r es a m e n e s s i no r d e rt oe l i m i n a t et h ec o m m u t a t i o nt o r q u er i p p l e ，t h ed i s s e r t a t i o ni n t r o d u c e sa k i n do fe o n t r o lm e t h o d ：h y s t e r e s i sc u r r e n tc o n t r 0 1 t h i s p a p e rd i s c u s s e sd e t a i l e d l y c o n n e c t i o nb e t w e e ns w i t c h f r e q u e n c y a n d h y s t e r e s i sw i d t h ，d cv o l t a g e ，s t a t o r i n d u c t a n c ew i t ht h e h e l p o fm a t l a b a i ma tt h e d i s a d v a n t a g e o fu n f i x e ds w i t h f r e q u e n c y ，t h i sd i s s e r t a t i o ng i v e sad e l t am o d u l a t i o nc u r r e n tc o n t r o lm e t h o d ，w i t c h s o l v e st h e p r o b l e me f f e c t i v e l y a t t h es a m e t i m e ，t h i s d i s s e r t a t i o ni n t r o d u c e sa o p t i m i z a t i o ns e l e c t i o no fs a m p l i n gf r e q u e n c yf o rm i n i m i z a t i o nc o m m u t a t i o nt o r q u e r i p p l ew i t h c o n s i d e r a t i o no fs w i t c hw a s t ea n dm a x i m u ms w i t c hf r e q u e n c y b o t hh y s t e r e s i sc u n e n tc o n t r o la n dt o r q u ec l o s e dl o o pc o n t r o la l l d e p e n do n f e e d b a c kp h a s ec u r r e n to fb l d c m t h i sp a p e rp r e s e n t sas t e a d yp r o t e c t i o nc i r c u i tt o p r o t e c tt h es y s t e r m ，w i t c hr e q u i r e st o d e t e c td cv o l t a g e ，b l d c mt e m p e r a t u r ea n d t r a n s d u c e rt e m p e r a t u r e s os i g n a l se l e c t r o c i r c u i t so ft r a n s d u c e ra r ea l s od i s c u s s e di n t h i sp a p e r i nt h ef i n a l i t y , t h ep r o b l e m s r e q u i r i n gf u r t h e rs t u d i e s a r ed i s c u s s e d a b s t r a c t k e vw o r d s ：h y s t e r e s i se u l t e n tc o n t r o l ，d e l t am o d u l a t i o n ，t o r q u er i p p l e ，s i g n a l s d i s p o s a l ，b l d c m 学位论文版权使用授权书 本人完全了解同济大学关于收集、保存、使用学位论文的规定， 同意如下各项内容：按照学校要求提交学位论文的印刷本和电子版 本；学校有权保存学位论文的印刷本和电子版，并采用影印、缩印、 扫描、数字化或其它手段保存论文；学校有权提供目录检索以及提供 本学位论文全文或者部分的阅览服务；学校有权按有关规定向国家有 关部门或者机构送交论文的复印件和电子版；在不以赢利为目的的前 提下，学校可以适当复制论文的部分或全部内容用于学术活动。 学位论文作者签名： 年月日 经指导教师同意，本学位论文属于保密，在年解密后适用 本授权书。 指导教师签名：学位论文作者签名： 年月日年月日 同济大学学位论文原创性声明 本人郑重声明：，所呈交的学位论文，是本人在导师指导下，进行 研究工作所取得的成果。除文中已经注明引用的内容外，本学位论文 的研究成果不包含任何他人创作的、已公开发表或者没有公开发表的 作品的内容。对本论文所涉及的研究工作做出贡献的其他个人和集 体，均已在文中以明确方式标明。本学位论文原创性声明的法律责任 由本人承担。 繇伶延惹 摊3 月甲日 第l 章绪论 第1 章绪论 十九世纪八十年代以前，直流传动是唯一的电气传动方式。1 8 8 5 年交流感 应电机( i m ) 问世，随后无刷直流电机( b l d c m ) 、永磁同步电机( p m s m ) 相续出现。这些电机由于结构简单、坚固、维修少、成本低，可用于恶劣的工 作环境，很快得到了广泛应用。二十世纪七十年代，现代控制理论、新型大功 率电力电子器件、新型交频技术及微机数字控制技术的飞速发展，为交流电机 调速技术的飞跃创造了坚实的物质基础，使传统传动领域出现了革命性的变化， 直流调速系统正在逐渐地被新型的交流传动所取代。 1 1 国内外电力电子器件的发展概况 电力电子技术( p o w e re l e c t r o n i ct e c h n o l o g y ) 是应用电力电子器件对电能进 行变换与控制的一种现代技术，是电力、电子和控制三大电气工程技术之间的 边缘学科，电力电子技术包括电力电子元器件( e l e m e n t ) 、电力电子变流技术 ( p o w e rc o n v e r s i o n ) 和控制技术( c o n t r 0 1 ) 三部分。元器件是电力电子得以发 展的物质基础，变流技术是电力电子技术的主体，控制部分是实现变流功能的 弱电控制手段。电力电子技术的发展是以电力电子器件的发展为标志的。它包 括了电力电子器件的发展和电力电子驱动技术的发展。 1 1 1 电力电子器件的发展2 1 电力电子器件是电力电子变流技术发展的强大动力，1 9 5 8 年第一代晶闸管 ( s c r ) 的问世，以及随后2 0 年内的s c r 额定值特性参数的提高和改进，开创 了“s c r 及其应用”的传统电力电子技术的第一阶段。由于s c r 无法实现自关 断且开关频率低，除了某些大容量的应用场合中还在使用，中小容量场合已被 全控型器件逐渐取代。7 0 年代中期，大功率电力晶闸管( g t r ) 、高压大功率门 极可关断晶闸管( g t o ) 和电力场效应管( m o s f e t ) 等器件的相继研制成功， 以及这些器件与微处理器的结合使用，使电力电子技术进入了“自关断器件” 的第二阶段。g t o 在高电压，大电流情况下得到了广泛的应用，但需要庞大的 第1 章绪论 控制电路和复杂的保护措施。m o s f e i t 是一种电压控制型器件，其有较高的外 关频率( 几百k h z ) 和较高的输入阻抗，但由于它的通念愿降随器件的阻断巾压 的提高而迅速升商，因而只应用于高频、低容量场合。g t r 是双极型电流驱动 器件，其阻断电压高，载流能力强，但工作速度慢，驱动电流火，控制电路比 较复杂。8 0 年代以来，微电予技术与电力电子技术在各自发展的基础j ：相结合， 产生了一批工作频率高，具有栅极全控功能的功率集成器件，如静电感应晶体 管( s i t ) 、i 绝缘栅双极晶体管( i g b t ) 、场控晶闸管( m c t ) 、功率集成电路 ( p i c ) 、集成门极换流晶闸管( 1 g c t ) 和智能功率模块( i p m ) 等，使电力电 子技术进入全新的“高频化、智能化”的第三阶段。 在这个发展历程中，s c r 及其派生器件在2 0 世纪6 0 年代占主导地位，相控 整流、交一交变频和低频斩波等都是基于这种电流注入型器件的特点而发展起来 的电能变换技术。由这些电流注入型器件组成的变流装置，其输出功率和系统 性能都受到限制，而且导致系统响应速度慢、体积庞大、环境噪声大等缺点， 同时对公共电网也会产生不利影响。 8 0 年代中期以后，以i g b t 为代表的场控复合型器件获得了快速的发展，使 得电能变换技术从以电流注入型为核心、低频处理技术为主，转入到以场控复 合型器件为核心、高频处理技术为主的新发展阶段。利用场控复合型器件刀：关 频率商的特点，可以用高频调制的方法来处理传统的低频处理的问题如高频 脉宽调制( p w m ) 技术可实际应用于交流电机变频调速系统、有源滤波器、不问 断电源( u p s ) 、通信开关电源、高精度可编程工频恒压电源等领域；用于实现 高频逆变电路，使得电能变换向高频扩展。因此可以说使用高频场控器件阱及 采用高频处理技术是现代电力电子变流技术的主要特征。现代电力电子变流技 术除了不断向高电压、大电流方向发展外，正朝着集成化、高频化、全控化、 控制技术数字化、智能化和专用化的方向发展。 1 1 2 电力电子驱动技术的发展嘲哺1 随着电力电子器件的不断发展，驱动电路发展迅速并不断趋于完善。 ( 1 ) 电力电予器件驱动技术发展过程：2 0 世纪7 0 年代末到8 0 年代中 期的探索期：由于全控型自关断器件驱动技术比半控型晶闸管驱动技术复杂得 多，因而使用一开始就遇到了因驱动与保护电路不完善丽烧坏器件的问题。经 过近2 0 年的探索，电力电子器件行业以昂贵的代价换来了器件烧坏的原因( 安 2 第l 章绪论 全工作区、二次击穿等) 。到8 0 年代中期，由分立元件和集成电路构成的非系 列化的电力电子器件( g t r 和g t o ) 的驱动电路已基本成熟。8 0 年代后期 的模拟集成化成熟期：为解决使用中出现器件烧坏的问题，许多电力电子器件 制造公司同时配套生产了相应的驱动集成电路，这种驱动电路不含保护单元， 但驱动技术己基本成熟。带有保护功能的集成电路大批量成熟应用期：在对 驱动电路集成化研究的过程中，世界上许多电力半导体器件公司同时推出了具 有驱动、过流、欠压等保护功能的新一代驱动电路，从根本上解决了电力电子 器件驱动与分散保护的问题，为电力电子器件的安全、稳定、可靠地运行奠定 了基础。 ( 2 ) 电力电子器件驱动技术的发展现状：分立式驱动电路在电力电子 成套装置中逐渐被集成驱动电路所取代。带保护功能的集成驱动电路很好地 解决了电力电子器件的驱动和有效、快速保护的问题，已经渗透到电力电子成 套装置中。各种驱动电路的工作频率逐年提高，驱动电力电子器件的单只容 量不断增大。从8 0 年代中期可驱动3 0 5 0 a ，发展到可驱动单管容量达到1 0 0 0 a 的i g b t 驱动器，工作频率从1 0 k i t z 发展到4 0 k h z 以上。各种驱动电路工作 电源不断简化，驱动功率不断降低。如今已出现了应用自偏压技术产生负电源 或应用自举技术形成电位隔离的多路电源等技术。 ( 3 ) 电力电子器件驱动技术发展展望：电力电子器件驱动技术将朝着 高频化、模块化、智能化的方向发展，其驱动器件的容量将进一步扩大，工作 频率进一步提高。新型材料砷化镓( g a a s ) 、镓铝砷( g a a l a s ) 、碳化硅和 金刚石等将在电力电子器件驱动电路中获得广泛的应用，这将极大地缩小驱动 电路的体积，提高其工作频率和效率。电力电子器件驱动电路将逐渐与智能 功率集成电路、高压集成电路和电力电子器件混合使用，把电力电子器件、驱 动、保护以及控制技术集于一身的智能型功率集成电路将获得越来越多的应用。 各种电力电子器件的驱动电路的工作电源目益简化，其消耗功率将逐渐下 降。 1 2p w m 技术的发展与现状 p w i v l 控制技术主要是利用半导体开关的导通和关断把直流电压变成电压 脉冲列，并通过控制电压脉冲列的宽度和周期以达到变压目的。p w i v l 控制是交 第l 章绪论 流调速系统的控制核心，任何控制算法的最终实现几乎都是以稃种p w m 控制方 式完成的。目前已经提出并得到实际应用的p w m 控制方案就小下l 几种，天于 p w m 控制技术的文章在很多著名的电力电予国际会议上，如p e s c ，i e c o n ， e p e 年会上已形成专题。尤其是微处理器应用于p w m 技术并使之数字化以后， 花样不断翻新，从最初追求宅伍波形的正弦，到电流波形的正弦，污到磁通的 正弦；从效率最优，转矩脉动最少，再到消除噪音等，p w m 控制技术的发展经 历了一个不断创新和不断完善的过程。到目前为j ，还有新的方案不断提出， 进一步证明这项技术的研究方兴未艾。 1 2 1p w m 控制技术的发展概况3 1 m 8 脉宽调制( p w m ) 是一种斩波控制技术，在维持开关周期恒定条件下，通 过调节功率器件的驱动脉冲的占空比来控制变流器输出电压的大小。p w m 最初 应用于直流交换电路( d c d c ) ，后来与频率控制桐结合，产生了应用于逆变电 路( d c a c ) 的p w m 控制技术。传统的p w m 技术是利用相当于基波分量的稠 制波对三角载波进行调制，达到调节输出控制脉冲宽度的一种方法。正弦波是 一种最通俗的调制波，三角载波在用数字化控制技术产生的p w m 脉冲时，实际 上完全出软件生成，这样可减少硬件投资和提高系统的可靠性。不同信号生成 的调制波生成的p w m 脉宽对输出纂波电压幅值、基波转矩、脉动转矩、谐波电 流损耗、功率半导体开关器件的开关损耗等影响差异很大。优化控制技术足对 上述指标的某一方面进行改进的p w m 控制技术。空间电压矢量p w m 控制，是 阻对称正弦波电压供电时的交流电动机的理想磁通为基准，采用逆变器的不同 开关模式所产生的实际磁通去逼近基准圆磁通，由此比较结果决定逆变器的开 关顺序，形成所需要的p w m 波形。跟踪型p w m 模式是根据电流、电压或磁通 的给定值直接控制变频器的电压输出，具有控制结构简单，控制性能好的优点。 目前国内外存p w m 控制策略的研究多集中在如下几个方面：提高电压 的利用率；消除器件死区效应造成的影响；提高三相不平衡时电路的工 作性能和抗不平衡的能力；功率器件开关时间对电路性能的影响。 1 2 2 传统的p 洲控制技术 传统的对于两电平逆变器的p w m 控制技术，其主要方法是依靠载波和凋制 第1 章绪论 波的比较，得出高于或低于闽值的高低电平，或采用微处理器计算方法得到栅 极触发脉冲控制信号。常用的控制方法有正弦脉宽调制s p w m 方法、准最优 p w m 控制方法等。s p w m 控制方法的调制波为正弦波，典型的实现方法有自然 采样p w m 、规则采样p w m 和等面积采样p w m 等方法。自然采样p w m 难以 实现实时控制，在复杂的控制系统中难以满足要求；规则采样较容易实现，且 控制的线性度较好；等面积采样计算速度快，实时性好。准最优p w m 控制方法 的调制波是在基波的基础上叠加一个幅值为1 4 基波的3 次谐波而形成的马鞍形 波。准最优p w m 控制与正弦波p w m 控制在控制方式上的不同仅在于调制信号， 它的生成p w m 脉冲的采样时间选取可使变流器输出电压幅值提高1 5 。由于准 最优p w m 调制的正反相序谐波的相互抵消作用，在抑制谐波电流和转矩脉动方 面有着明显的效果。 对于三电平逆变器( 即中点嵌位式逆变器) ，采用2 个正弦波与1 个三角波 比较，可得到双向双极调制p w m ，这种调制方法可大大减少相间的电压谐波。 与两电平逆变器相比较，其输出波形基波幅值不受影响，但所有谐波都有不同 程度的减少，而且频谱的位置基本保持不变。在过调制中，随着调制比的增大， 输出正负脉冲的交替变换现象逐渐消失，最后变成近似的六阶梯波，这与两电 平逆变器的单极调制有相似之处。同时这种调制方式具有两大特点：一是输出 波形在每个周期中的脉冲保持相同的极性；二是当调制波过零时，载波不连续， 三电平逆变器控制的转矩脉动可减少为原来的1 4 ，噪声可降低4 0 。实际使用 中，在低频段采用异步调制控制方式，高频段用作同步调制，两者之间平滑地 进行转换。 1 ，2 3 优化蹦m 控制技术 优化p w m 技术是根据开关损耗最小、谐波含量、谐波畸变最小，谐波损耗 最小、转矩脉动最小等目标函数，寻求优化的p w m 控制方式。优化p w m 控制 在每个周期内只有可数的开关动作，因此较小的开关角度变化对谐波含量的影 响很大。一般采用微处理器在整个工作频率的范围内寻优，计算出一个周期内 实现某一特定目标所有的开关角度，因而难以实现实时控制。目前优化p w m 方 法均采用查表法，通过少量的插值计算或通过近似的简化计算方法来输出p w m 波形；对于频率范围变化较大的场合，查表法不具备实用性。后来提出一种新 第1 章绪沦 型的存表方法，表中双存储所需要的开关角度，这样可人久减少存储数搬霹， 获得实时控制。 优化p w m 控制技术j t 要有开关损耗最小p w m 控制、谐波消走法的i w m 控制、谐波损耗最小p w m 控制等。开关损耗最小模式通过对逆变器输三州i 乜 压和中点电压的控制，产生p w m 脉冲。，r 关损耗最小模式司分为 h 电j k 控制方 式和线电压控制方式两种。运用开关损耗最小模式，相对于m 弦波p w m 模式， 具有功率模块工作时间短( 2 3 周期工作，1 3 周期截止) ，r 关损耗低，输l 出线 电压相对较高( 比正弦波p w m 提高输出电压1 5 ) ，谐波电流小的特点。谐波 消除法是利用同步式控制时，根据指令从存储器中读出预先储存的在离线情况 下预先计算期望的控制模式，产生p w m 脉冲。这是一种根据输出电压的数学模 型直接确定开关角的方法，通过利用有限个给定的触发角，可有效地抑制某些 低次谐波。谐波损耗最小p w m 控制基于交流异步电机转差对谐波损耗起主要影 响的原理设计。谐波损耗主要指谐波电流造成的铜损，即如何通过减小谐波电 流来减小谐波损耗。在p w m 波形的情况下，对于基波电流来说转差率很小，而 列于谐波电流来说转差率可以很大，出于绕组电路的影响很小，可以把电动机 当作纯电感来处理。当p w m 电压加到纯电感上时，电流为基波电流和谐波电流 之和。如何能使电感电流最小，即相当于f l ! l 机实际电流也最小，此时的谐波电 流也最小。谐波损耗模式控制使得总谐波电流最小、转矩脉动小。研究表明， 在调制深度为0 9 2 0 9 5 时，总谐波电流损耗最小，载波频率较低时，更能够显 示出优越性。 1 2 4 空间电压矢量州m 控制 空间电压矢量可描述为当对电机定子绕阻施加三相电压时，三相定子电压 合成为一个在空间旋转的空间电压矢量，气隙磁链以一定的角速度旋转，气隙 磁链运行轨迹为圆形或近似圆形。利用空间电压矢量来研究p w m 逆变器的控 制，可很好地满足电机调压调频控制的需要。空间电压矢量p w m 控制是利用空 间电压矢量原理，将电压矢量在三相坐标轴上投影得到三个电压分量，每分 量分别为三相电压在某一时刻的瞬时值的大小；利用p w m 逆变器开天管的不同 工作状态，来实现对p w m 逆变器输出电压的控制。 在空间电压矢量p w m 控制中，以s 。、既、s 。的不同驳值来表示三相逆变 第l 章绪论 桥臂的不同工作状态，定义合成电压矢量“： “= “口+ “6 口+ u f 口2 = 9 2 u d 峪。+ s 6 a + s 。口2 j、 式中：u 。，表示逆变器中间直流回路电压幅值；口为旋转因子，口= s 。3 。 对于1 8 0 。导通型两电平逆变器，瓯、昆、疋每个变量均具有两种状态0 和 1 ，三相桥臂开关共有8 个状态，包括6 个非零矢量和2 个零矢量。对应的6 个 非零矢量的运动轨迹为六边形，如图1 1 所示。采用控制电压矢量导通时间的方 法，用多边形磁通轨迹去逼近理想的圆形磁通，或者采用磁通闭环的方式产生 p w m 波形，可有效地改善低速下磁通和电流波形，抑制电机的转矩脉动和噪声。 对于三电平逆变器，状态量s 。、配、疋均具有三种状态0 、+ l 和1 ，三相 桥臂开关共有2 7 种状态，其中包括1 9 种空间矢量，如图1 2 所示，圈中p 表示 + i ，0 表示0 ，n 表示一1 ，零矢量对应3 种开关状态p p p ，0 0 0 ，n n n ，与中间的正 六边形顶点相对应的矢量存在着两种开关状态。实际应用中，选取适当的空间 矢量的组合和电压矢量导通时间，可得到很逼近的圆形磁通。与两电平空间电 压矢量相比较，其矢量选择范围大，能很好地逼近正弦磁通，控制电机能获得 更好的效果。同时，三电平逆变器具有良好的拓扑结构，使得系统容量增大， 可靠性提高，损耗减少。 “3 。17 ；商：。1 。 f 、 、j “；c ，。，；：二；、；j ：；! j + ”。c 。， n n 。 、 ， j + 、 ， 、 j 、海劣7 l八 ：。淤 毅未、姜o o p n ”父7 n 7 o n n j 、尹、 ， ，70 0 南l 杂7 。 n n o ， v 中 图2 2两电平空闽电压矢量图图1 2 三电平空间电压矢量盛 1 2 5 跟踪型p 删控制技术 跟踪型p w m 控制是根据控制量采用给定值的不同可分为：电流跟踪型 p w m 控制、电压跟踪型p w m 控制和磁通跟踪型控制。 电流跟踪型p w m 控制是利用滞环比较器原理来实现的。电流给定值和电流 第l 章绪论 输出值比较后的差值输入到具有滞环比较特性的比较器输入端，比较器输出端 控制同桥臂的晶体管的导通或关断，进而可使输出电流跟随给定电流在某一 误差范围内变化。电流跟踪型p w m 控制具有硬f t 实现简单，r 乜- 流控s j 十l l 应快的 特点。由于输出线电压的正、负半周期内部存在着极性：相反的l 睦“i 脉冲，谐波 损耗增加，丌_ 关次数增大，输出电流的谐波成分较多。 电压跟踪型p w m 控制与电流跟踪型p w m 控制的区别在f ，r 乜压跟踪型采 用滞环比较器输出的电压控制驱动桥臂上的半导体器件的开通和关断。当跟踪 给定值为零时，该控制电路产生方波的自激振荡电路。另外，加上直流的给定 值产生跟踪给定值的偏移，驯使正负脉冲宽度不同。这样即使跟踪给定值变化， 如果其变化的频率比自激振荡频率低得多，变频器的输出电压产生的电压比较 信号的基波就能跟踪给定值变化，并与之大致相等。 磁通跟踪型p w m 控制采用对电压的积分电路，电压经积分后输出磁通比较 值，与磁通跟踪给定值进行比较，经滞环比较器输出控制信号控制驱动电路同 一桥臂的半导体器件的开通和关断。这种电路磁通通常为恒定，即u f 恒定控制， 常用于含有铁心的旋转机械或变压器的控制等。 1 3 永磁无刷电机控制技术发展概况n 们 由于b l d c m 优异的性能、低廉的成本以及简便的控制方法，同益引超人们的 广泛关注。目前，b l d c m 的研究焦点主要集中在如下几个领域： 1 电流换相与转矩脉动控制 伺服系统的内环运行受外环控制，外环性能由内环决定，而电流对系统性 能的影响是最直接的。电流换相问题是决定b l d c m 总体性能的根本问题。随着 b l d c m 的转速逐渐升高并接近额定转速，电流换相问题就逐渐凸现出来：电流换 相滞后，换相时刻转矩产生脉动，平均转矩显著下降。 总体上说，p m s m 的性能要优于b l d c m ，这也是在高性能运动控制领域p m s m 的应用更为普遍的原因。其根本原因在于p m s m 不存在相问换流时的冲击电流， 而这种现象对b l d c m 来说是出其自身本质带来的。同时，从控制的角度上说， 将正弦波电流注入p m s m 绕组是可行的。而把理想的方波注入b l d c m 是不可能的。 但是，随着新型运动控制技术不断发展与先进控制理论的深入应用，解决b l d c m 换相所引发的系列问题，实现高性能的b l d c m 伺服系统是完全可能的。 第l 章绪论 针对这个关键问题，目前大多数的控制方法是从频域分析入手：对定子磁势 与转子磁场进行谐波分析，推导出电磁转矩的谐波分析表达式，从而找出导致 转矩脉动的谐波分量：然后设法在电流中通入某一特定阶次的谐波电流，使其 产生的谐波转矩和原有的谐波转矩分量大小相等，相位相反，从而抵消掉转矩 的脉动分量。这类方法属于前馈控制范畴，严重依赖于b l d c m 的精确数学模型， 对系统中的未知因素无能为力。实际系统中电流的谐波分量的分布状况受诸多 未知因素的影响，且在实时控制应用中做谐波分析，计算量较大，不现实。更 为关键的是，这种控制方法忽略了高速条件下，电流调节器控制能力下降的事 实，因此即使能够实时计算出能够抵消掉脉动转矩分量的谐波电流分量，也有 可能根本无法将其如愿地注入到定子电流中去。而且这种方法旦控制不当， 很有可能适得其反，导致更大的转矩脉动。 因此探讨一种效果明显、实现简便而又同时具有定的自适应能力的电流换 相转矩控制策略具有很重要的现实意义。 2 基速以上运行 任何事物都有利有弊的，永磁转子励磁带来一系列优点，同时制约了b l d c m 的弱磁运行，也就限制了它的应用领域，同时，虽然b l d c m 与p m s 4 的转子同为 永磁体，但是b l d c m 采用表面安装形式的转子，而p m s m 具有凸极效应，相比之 下，这导致了b l d c m 基速以上运行的能力稍逊一筹。 实现b l d c m 的基速以上运行，国内外学者进行了广泛而深入地研究，并提出 了种种解决方案。但是，目前多数可行的方案需要对电机本身进行改造，不是 在定子上增加辅助励磁绕组，就是需要特殊结构的复合转子。这在解决基速以 上运行的问题的同时，会带来很多新问题。 香港大学的陈清泉教授提出了一种基于相间解耦结构的5 相2 2 极b l d c m 用 于基速以上运行应用，并且取得了比较满意的实验效果。这种方案的出发思想 是利用相绕组电感的储能作用，作为固定直流侧电压与升高的反电势之间的功 率缓冲，用定子电感的感应电动势来抵消随转速增长的反电势，实现了基速以 上运行，并获得了较宽的谓速范围。但是这种方案的实现前提是需要特种磁路 的b l d c m 和特殊电路拓扑的功率变换装置。 筇1 章绪论 实际上，b l d c m 的超前导通控制思想的提出已经有一段叫间了，爿一拒某些特 定场合取得了较为满意的效果，但是对于这种控制方法的研究还远远，1 i 够深入。 因此，对于任何实现b l d c m 的基速以上运行的控制方法，在大量的仿真研究的 基础上，不但需要严谨的理论分析与论证，更需要实践效果米证明它的可行性 与有效性，还要找到制约和影响其应用效果的内在原因。 3 无位置传感器运行 转子位置传感器是整个驱动系统中最昂贵而又最为脆弱的部件，不仅增加成 本和系统的复杂性，而且降低系统的可靠性和抗于扰能力。 无转子位置传感器方式运行实际上就是要求在不采用机械传感器的条仆下， 利用b l d c m 的电压和电流信息获得转子磁根的位置，多数情况下可以等价为反 电势信息。 b l d c m 的无转子位置传感器运行控制方法，目前比较成熟的有： ( 1 ) 反电势法 包括直接反电势法、间接反电势法以及派生出来的反电势积分法等。 ( 2 ) 定子三次谐波检测法 ( 3 ) 续流二极管电流通路检测法 b l d c m 的基速以上运行有向p m s m 运行方式过渡的趋势，常规的b l d c m 无转 子位置传感器运行控制方法已经不能适应这种运行状况的复杂化。b l d c m 的转 子位置检测是离散的，而p m s m 的转子位置检测是连续的，所以，1 3 l d c m 的转子 位置传感器运行控制方法可以视为p m s m 的无转子位覆传感器运行控制方法的特 例。因此，p m s m 的无转子位置传感器运行控制方法，包括k a l m a n 滤波器法、 状态观测器法，电感检测法和磁链检测法等，都可以适用于b i ，d c m 的应用。 1 4 课题背景及意义 近年来我国电动汽车的研究开发工作进入了全面发展的阶段，科技部在“十 五”国家8 6 3 计划中提出特别设立电动汽车重大专项，该专项分纯电动汽车、 混合动力电动汽车和燃料电池电动汽车三大类整车项目及电机、电池、多能源 管理系统及其他辅助项目的开发与研究。本课题属于该重大专项中的电机及其 控制系统予项目。 o 第l 章绪论 目前驱动系统的控制器多采用高速的d s p 作为主控芯片以处理系统复杂的 控制算法及策略。而在功率变换上，一般采用i g b t 功率模块及p w m 驱动技术。 作为电动车动力驱动系统，永磁无刷直流电机系统要求对转矩控制能有快速的 动态响应。电流控制方式主要有平均电流控制和电流追踪控制两种方式。采用 平均电流控制时，是将电机瞬间电流滤波后的平均值作为电流反馈信号与给定 电流合成p i 调节去控制p w m 信号的占空比。改变电流给定就改变了电机电流 的平均值，这种方式对电流的瞬时值不敏感，也不进行直接控制。当电机电感 很小时，过低的开关频率会导致过大的电流脉动，难以准确控制电流尖峰，对 开关元件的保护不利。电流追踪控制的核心是滞回比较器，电流给定与电流反 馈的实时采样值( 不经过滤波) 输入到比较器中，由滞环参数决定元件的通与 断，故可准确控制电流的脉动范围，但不能直接控制开关频率。环宽过小会导 致过高的开关频率，环宽过大则不能充分利用元件的开关能力。弓l 进最大开关 频率限制，就可自动调节弥补以上不足。本论文重点分析了永磁无刷直流电机 转矩脉动产生的机理。在此基础上引进了电流滞环控制技术，有效抑制了永磁 无刷直流电机的转矩脉动，提高了电机的平均转矩输出能力，从而提高整车的 动力性能。 1 5 本论文内容安排 本论文首先对永磁无刷直流电机运行原理及控制控制技术进行深入分析， 讨论了永磁无刷直流电机转矩脉动产生的机理。并在此基础上，提出了电流滞 环p w m 控制技术。并利用m a t l a b 软件对电流滞环跟踪控制方法进行了仿真分 析。同时，详细介绍了电流滞环p w m 逆变器中各种信号处理方法。本文共分五 章，内容安排如下： 第l 章绪论。介绍了国内外电力电子器件的发展概况及p w m 控制技术的发展和 现状。并对永磁无刷电机控制技术的发展作了简要介绍。 第2 章永磁无刷直流电机的数学模型及转矩脉动分析。首先介绍永磁无刷直流 电机的运行原理，推导永磁无刷直流电机的数学模型，然后详细讨论了 永磁无刷直流电机转矩脉动产生的原因。 第3 章基于电流滞环的p w m 控制技术及仿真分析。首先介绍了电流滞环的工作 原理，然后提出两种电流滞环控制方法：滞环宽度控制法和d e i t a 调制 弧1 帝绪论 电流控制法。并分别对两种控制方法进行了仿真分析。 第4 章永磁无刷电机控制系统信号处理，介绍了电流滞环p w m 逆变器及电 【捌 关信号处理方法。 第5 章总结与展望。对全文进行总结，并对进步： 作进行展蠼。 第2 章永磁无刷直流电机的数学模型及转矩脉动分析 第2 章永磁无刷直流电机的数学模型及转矩脉动分析 无刷直流电动机是近年来随着电子技术的迅速发展而发展起来的一种新型 直流电动机，其最大特点是没有换相器和电刷组成的机械接触结构。因此，无 刷直流电动机没有换相火花，没有无线电干扰，寿命长，运行可靠，维护简便。 2 1 无刷直流电机的工作原理叫” 图2 1 是简化了的电机逆变器的原理图。这里为便于理解，我们可以形 象地把无刷直流电机分为三个部分，既由电机本体、位置传感器和电子开关线 路三部分组成。实际应用中的电机就是这里的电机本体和位置传感器的组合。 电机本体在结构上与永磁同步电动机相似，但没有笼型绕组和其它起动装置。 其定子绕组一般接成多相( 三相、四相、五相不等) ，转子由永久磁钢按一定极 对数p ( 2 p = 2 ，4 ，) 组成。图2 1 中的电动机本体为三相两极。而这里的电 子开关线路部分实际上就是交流传动系统的逆变器。三捐定子绕组分别与电子 开关线路中相应的功率开关器件联接，图2 1 中a 相、b 相、c 相绕组分别与 功率开关管“、k 、以相接。位置传感器的跟踪转子与电机转轴相联接。 + 图2l 无刷真流电动机的结构图 电动机 电子开 关线路 当定子绕组的某一相通电时，该电流与转子永久磁钢的磁极所产生的磁场 第2 章永磁光刷直流电机的数学模删及转矩脉动分析 相互作用而产生转矩，驱动转子旋转再由位罱传感器将转予磁钢位冒变换成 电信号，去驱动电- 了丌关线路，从丽使定子各项绕组按一定次序导通。定二r 州 电流随转予位置的变化而按一定的次序换相。由于电子开关线路的学通次序足 与转子转角同步的，因而起到了机械换相器的换相作用。因此，所渭无刷直流 电机，就其基本结构而苦，可以认为是一台由电予开关线路、永磁是同步f n 动 机以及位置传感器三者组成的“电动机系统”。 电予开关线路是用来控制电动机定子上各项绕组通电的顺序和列问，主要 由功率逻辑开关单元和位置传感器信号处理单元两个部分组成。功率逻辑刀：关 单元是控制电路的核心，其功能是将电源的功率以一定的逻辑关系分配给无刷 直流电动机定子上各项绕组，以使电动机产生持续不断的转矩。而各项绕组导 通的顺序和时间主要取决于来自位置传感锶的信号。图2 2 给出了1 2 0 。导通方 式下转子位置与电机定子电流的关系。在一个3 6 0 。的电角度范围内，转子每旋 转6 0 电角度。定子电流需要进行一次换相，也就是说在一个电角度周期内定子 电流需要进行六次换相。图中使用了三路h a l l 信号组成六种( 去掉0 0 0 和1 1 1 状态) 不同的状态来作为电机的位置传感器以表示转子在3 6 0 。电角度范围内 的六个不同的位置。 l l00 100 1 10 0 110 1 10 01 1o k l v lr !p 6 v 1v ，p 6v v ，p 1 v 4 v 1v 、p 1r 2 图2 2h a l l 状态与电机定子电流的对应关系 2 2 永磁无刷直流电机的数学模型嘲” 第2 章永磁无刷直流电机的数学模型及转矩脉动分析 e ! = 专丢兰1 篆 + p 墨笔簪 芝 + | i cz ， 互感，r 。、r b 、r c 为定子绕组电阻，“ 、“b 、“c 为定子电压，i 、i 口、午为 同时因为 + i b + i c = 0 jm i 月+ 搬8 + m i c = o 可将式( 2 1 ) 写成： 仨! = f 孳丢主礁! + p r 5 i 肼丘；m t ；m f 差 + 三i c z z ， 电磁转矩方程： “ d b t c 再加上转予运动方程 图2 3 无刷直流电动机等效电路 1、 t 2 击。 + e a i b + e c i c ) 第2 章永磁无刷直流i u 机的数学棋，诅及转矩脉动分析 p q ，= 一f ，、t 。一? ? 一月n q ，) ( 24 ) 式中，互为负载转矩，r 。为旋转阻力系数，。，为系统转动惯量。 若无刷电动机控制方式采用1 2 0 。导通方式，定子上只有两相同时导通，于是 电磁功率为： 卫= e a i + p 月i b 十e c i c = 2 e 。 ( 2 5 ) 电磁转矩为： t = 警 汜。， 根据6 ，的观点，可以得出反电势的幅值e 。为： e 。= n b 。肛n ， ( 2 7 ) 式中，q ，为转子机械角速度( r a d s ) ，为转子半径( m ) ，1 为转予铁芯民度 ( m ) ，b 。为气隙磁通密度( w b m 2 ) ，n 为导体数量。 于是电磁转矩为： t ：型：2 们渺：k 8 b s ， (28f2 4e 。g 4 j 日s 5 。 式中，k 。= 2 n l r 为常数。 式( 2 8 ) 与他励直流电机的电磁转矩公式相似。事实上，对于无刷直流心 机来说，如果忽略电枢反应，那么气隙磁通主要决定于永磁体，b g 可以认为是 恒定的，于是电磁转矩正比于定子电流，这和他励直流电动机励磁恒定是转矩 工f 比于电枢电流是一样的。只要控制定予电流，。就可以控制电机的输出转矩。 2 3 永磁无刷直流电机转矩脉动分析 转矩脉动是无刷直流电机在低速运行时的一项十分重要的性能指标。造成转 矩脉动的原因很多，可以分为以下几个方面：电磁因素引起的转矩脉动、齿槽引 起的转矩脉动、电枢反应影响、机械工艺引起的转矩脉动和电流换相引起的转 矩脉动等。以下将着重对电流换相引起的转矩脉动进行分析。 第2 章永磁无刷直流电机的数学模型及转矩脉动分析 2 3 1 电流换相引起的转矩脉动嘲”1 下面分析两相导通星形三相六状态方波无刷直流电机的换相转矩脉动机理。 _ 一c ll ：v d , ：嘿 丰惕 u j l + j 、 u t ，ib + l ， l c kl t i 吼阜：哦7 f ： j，净 ：嘎钳叫： 【吗 - ， ：，f i 8 鬲烹! 日) i j l m 掣j i 饿嘣 o ：尊i i v d z 一一刊 ( a ) ( b ) 图24 无刷直流电机的主回路及换相原理 ( a ) 换相前( b ) 换相过程及换相后 无刷直流电动机系统主回路及换相原理如图2 。4 所示，换相前a ，c 两相绕组 导通，对应开关管k ，开通，电流流向如图2 4 ( a ) 所示：换相后b ，c 两相绕组 导通，电流流向如图2 4 ( b ) 实线所示。换相过程中，a 相电流衰减，通过续流二 极管。续流，如图中( b ) 虚线所示，同时b 相电流建立。 从图2 4 ( b ) 可以分析换相过程中各相绕组中的电流变化情况，可以写出： 假定不考虑定子绕组电阻，并令l u = l ，一m ，则上式变为 由于电机各相绕组具有梯形波反电势，其平顶波宽大于1 2 0 0 电角度，幅值大 小相等，因而有 e = e