（电子科学与技术专业论文）单电感双路输出dcdc转换器研究及设计.pdf

a b s t r a c t t h o u g ht h ei n t e g r a t i o nl e v e lo fp o r t a b l ee l e c t r o n i cd e v i c ei si n c r e a s i n g ，t h eb a t t e r yt e c h n o l o g yi s p r o g r e s s i n gs l o w l y t h i sp r o b l e mc a no n l yb e e nr e l i e v e db ya d v a n c e dp o w e rm a n a g e m e n t ( p m ) t e c h n o l o g y i no r d e rt op r o l o n gt h es t a n d b yt i m ea n dp r o v i d em u l t i - o u t p u ta b i l i t y , p mn e e dn o to n l y t op e r f o r m r e g u l a t i o n ，a l s ot od r i v ev a r i o u sl o a d sw i t hm i n i m u mc i r c u i t ，a n dt oa c h i e v eb e a e rs t a b i l i t ya n de f f i c i e n c e a n dt i p p l el e v e l m o r e o v e r , m o d e mp mm u s th a v ea ni n t e r f a c et h r o u g hw h i c hi tc a nb ec o n t r o l e db yc p u o rm c u ，s ot h a tc u r r e n tf l o w si no n eb l o c ko n l yw h e nn e e d e d a n dt h e r e f o r e ，t h et o t a ld i s s i p a t i o ni s r e d u c e d ，a n dt h ee f f i c i e n c yo r a n dw o r kt i m ei sm a x i m i z e d i nt h i sp a p e r ，b a s e do np c c m ( p s e u d o - c c m ) w h i c he v o l v e df r o mc c m ( c o n t i n u o u sc o n d u c t i o n m o d e ) a n dd c m ( d i s c o n t i n o u sc o n d u c t i o nm o d e ) ，as i n g l ei n d u c t o rd u a lo u t p u t ( s l d o ) c o n v e n e ri s d e s i g n e de m p l o y i n gt i m e - m u l t i p l e x i n gc o n t r 0 1 w i t hf e w e rc i r c u i ta n dp c ba r e a , i tc a r l d r i v et w oo u t p u t s t a b l ya n de f f i c i e n t l y f i r s t l y , t h i sp a p e rp r e s e n t st h ee v o l u t i o no ft i m e - m u l t i p l e x i n gw i t has i n g l ei n d u c t o r , a n dt h e i ra d v a n t a g e sa n dd i a d v a n t a g e so fd i f f e r e n ts o l u t i o n s t h e n , an o v e ll o a d 。a d a p t e dd u a lo u t p u t s o l u t i o ni sp r o p o s e d s e c o n d l y t h el i n e a rm o d e lo ft h ep o w e rs t a g ew o r k i n gi np c c mi sd e d v e db yp w m s w i t c h i n ga v e r a g e ，b a s e do f f w h i c ht h et r a n s f e rf u n c t i o n sw e r eo b t a i n e d t h e n , t h el o o ps t a b i l i t yw a s a n a l y z e d t h i r d l y , t h el o a d - a d a p t e dc o n t r o ls t r a t e g yw a sd e s i g n e dd e t a i l e d l y , a n dt h et r a d e 。o f fb e t w e e n d i s s i p a t i o na n dc o m p l e xw a sa c h i e v e d l a s t l y , t h ec i r c u i tw a sd e s i g n e dd i r e c t e db yt h em o d e l i n ga n d s y s t e md e s i g n a l lc i r c u i t sw e r ed e s i g n e du n d e rc a d e n c et o o l ，a n ds i m u l a t e du n d e rs p e c t r es i m u l a t o rw i t ht h e t e c h n o l o g yo fc s m s0 5 i t mm i x e d s i g n a lc m o sp r o c e s s t h es w i t c h e df r e q u e n c yw a sim h z , a n d t h e d e s i g n e de f f i c i e n c yw a s8 0 h o w e v e r ，s i m u l a t i o np r e s e n t e da ne f f i c i e n c yo f 8 5 u n d e rt y p i c a ll o a dl e v e l ， w h e r et h es w i t c h i n gt i p p l ew a s6 4 m vf o r5 vo u t p u t ，a n d4 2 m vf o r3 3 vo u t p u t i tc a nb eu s e di ns o m el o w c o s ts o l u t i o n s ，w h i c ha r es i z el i m i t e d ，w h i l et w od i f f e r e n to u t p u t sa r en e e d e d k e y w o r d s ：d c 1 3 ( 2 p w m ，s i n g l e - i n d u c t o rd u a l o u t p u t ，p c c m ，l o a d a d a p t i v e i i i 东南大学学位论文独创性声明 本人声明所呈交的学位论文是我个人在导师指导下进行的研究工作及取得的研究成果。 尽我所知，除了文中特别加以标注和致谢的地方外，论文中不包含其他人已经发表或撰写过 的研究成果，也不包含为获得东南大学或其它教育机构的学位或证书而使用过的材料。与我 一同工作的同志对本研究所做的任何贡献均已在论文中作了明确的说明并表示了谢意。 研究生签名：至上逸牡日 期：! 塑l 东南大学学位论文使用授权声明 东南大学、中国科学技术信息研究所、国家图书馆有权保留本人所送交学位论文的复印 件和电子文档，可以采用影印、缩印或其他复制手段保存论文。本人电子文档的内容和纸质 论文的内容相一致。除在保密期内的保密论文外，允许论文被查阅和借阅，可以公布( 包括刊 登) 论文的全部或部分内容。论文的公布( 包括刊登) 授权东南大学研究生院办理。 研究生签名： 盘! 壶! 晕 导师签名：篮 一目 期；六安二 第一章绪论 1 1 研究背景 第一章绪论 d c d c 转换器作为电源管理的一个分支，正经历快速的发展。2 0 0 6 年全球电源管理半导体销售 额达到2 4 9 8 亿美元，在整个模拟l c 市场的比例保持在3 0 4 0 【2 】，而在电源管理半导体的四 大类中( 稳压器、电源管理a s i c 和专用标准产品( a s s p ) 、整流器、半导体闸流管和功率晶体管) 稳 压器等电源转换类产品在2 0 0 6 年占据整个电源管理市场的3 2 ，销售额达到1 8 7 亿美元。在当前集 成电路产业增长放缓的趋势下，i m sr e s e a r c h 、i s u p p l i 和d a t a b e a n s 三大市场调研公司对未来五年电 源管理市场的增长预测都达到两位数，分别为1 0 、1 5 和1 6 t 3 1 ，使其成为一支独秀。但是，这 并不偶然。任何电子系统的正常工作离不开电源，以便携式电子产品为例，古老的直接用电池对系 统供电的方式( 如图1 1 ) ，不仅不能充分利用电池储存的能量，而且由于电池电压会在放电过程中变 化，要求电路具有宽敞的共模电压工作范围和电源噪声抑制能力。这大大增加了电路设计的难度和 复杂度，在一些基于低压、深哑微米工艺的数字电路中甚至不可实现。此外，设备的额定工作电压 不能高于电池的最大电压，否则由于无法驱动而使电路不能正常工作。 囝奇 厂 i d e v i c e i l 二型 图1 - 1 电池直接给设备供电 显然，在电池与设备之间需要一种媒介，其输入电压为变化的电池电压，输出电压应当与设备 的额定电压匹配。d c d c 转换器即完成了此媒介作用，如图1 2 所示。可知d c d c 应具备如下几 个性能指标：l 、宽泛的输入电压范围，理想情况下对于任何型号的电池或其他d c 电源都能实现变 换；2 、稳定的输出电压，一个恒定的电源电压能大大降低对设备电路的要求，无论数字或模拟电路； 3 、高效的能量传输，d c d c 本身也是一个电路系统，并且由于其传输的是功率，必将产生损耗， 若该损耗大于设备的消耗，那么引入d c d c 带来的优点将被其缺点所抵消。 囝曰 厂 l d e v i c e i f 5 v i i _ j 图1 2 采用d c d c 的供电方案 广义的d c - d e 转换器主要包含三大类：开关电源( s w i t c hm o d ep o w e rs u p p l y , s m p s ) 、线性稳压 - 器( l o wd r o po u t p u t ，l d o ) 、电荷泵( c h a r g ep u m p ，c p ) 。三者各有优缺点： 东南大学硕士学位论文 1 1c p 结构简单，实现成本较低，适用于较低负载电流的应用场合。c p 具备升降压能力，且在输 入和输出电压成一定的倍数时具有较高的转换效率和稳定性，但在倍数不满足系统设计要求时 效率和电压稳定性都将恶化。 2 ) l d o 结构更加简单，且其输出纹波及噪声小。l d o 只具备降压能力，带负载能力较强，其转换 效率在输入和输出电压的压差很小时较高，但当压差增加时效率急剧下降。此外，l d o 环路补 偿较复杂，响应速度与稳定性的要求需折中考虑。通常将l d o 的输入级联于s m p s 的输出，作 为二级稳压使用，以提高其转换效率。 3 )s m p s 具有优秀的转换效率，且兼具升降压能力。输出电压稳定性也随着开关频率的增加而提 高，但开关引起e m ! 噪声较大，电路结构相对复杂。表1 1 列出了三种d c d c 的定性比较。 狭义的d c d c 通常专指s m p s 转换器，下文中如无特殊说明，d c d c 均指其狭义概念。 表1 1 三种主流d c d c 转换技术比较 即使以上三种d c d c 技术在多数应用中能很好实现电源与设备的隔离，并提供合理的性价比。 然而，随着设备集成度的不断提高，一个产品中可能存在需要不同供电电压和功耗水平的多个功能 单元。此时，任何一种d c d c 都无法单独满足要求。可以采用多种d c d c 转换器分别对各个设备 供电，但这样必将增加系统成本及体积，阻碍了便携式应用的发展。工艺的进步，已允许一个i c 上 集成包括c p 、l d o 在内的多个d c d c 控制器，甚至功率级，并赋予包括上电顺序、断电顺序、待 机模式等各种控制或控制接口，形成电源管理的雏形，如图1 3 所示。 同 i i 厂弋 i3 7l 吖 u 广 id c d cl f l d o i i c p i i一 图1 3 电源管理雏形 尽管多个d c d c 的主控结构及功率开关已经能集成到单个芯片上，但无法集成的片外分立器件 仍将随着转换器的增加而增加，消耗了大量面积和成本。一种只需单个d c d c 的片外元件，且尽可 能多的公用片上器件，能实现多个输出电压的单片d c d c 设计技术已被提出，其示意框图如图1 4 。 本文采用此思路设计了一款基于电感时分复用的单电感双路输出( s i d o ) d c d c 系统，能够在仅需一 2 圈圈 入 第一章绪论 个片外电感的情况下提供两路稳定的电压输出，有效减小了p c b 面积，并降低系统成本。 囝固胃d e v i c e l 图1 4 单转换器多输出设想 1 2s l d o 研究现状 目前，多路输出转换器的研究主要集中在片外电感的复用技术。因为，相对于其它元件，电感 成本最高，且最占面积。而时分复用的可行性使其成为当前研究的重点，该技术的基本思想是通过 控制使得电感轮流为两个转换器服务，对于每个转换控制器仍可认为其独占电感。文献e 4 q ，最早提 出了电感时分复用基于脉冲频率调制( p u l s ef r e q u e n c ym o d u l a t e ，p f m ) 的实现；d o n g s h e n gm a 等进一 步指出了p f m 实现的局限性【5 1 ，并就d c m 的特性，设计了一款具有强抗双路交叉干扰能力的双路 输出转换器；之后，在此基础上又提出了d c m 改进方式的p c c m 工作模式，满足了提高负载能力 的要求【6 1 。 产品方面，s t ( 意法半导体) 的s t w 4 1 4 1 利用电感复用实现了双路b u c k 输出，最高效率达到 9 2 ，纹波控制在1 0 0 m v 以内7 1 ；t i ( 德州仪器) 的t p s 6 5 1 2 0 更多的使用了数字控制技术，同样基于 电感时分复用，实现了升降压的结合输出，其最高开关频率达到4 m h z 剐。 电感时分双路( 多路) 输出有两大难点：l 、两路输出的稳定需要通过控制同一个电感上的电流来 完成，势必出现对一路的控制而影响另一路的状态，称之为交叉干扰，这使得各路输出电压的稳定 性难以控制；2 、为了实现各路切换控制，必须引入额外的开关，这增加了导通损耗和开关损耗，使 得总效率相比单路输出有所下降。并且高的稳定性和效率都只能在各路输出负载相近时得到，若两 路输出负载相差巨大，效率与系统稳定性都将迅速恶化。以上难点也是当前d c d c 的研究重点。 1 3 研究目标和内容 论文以电感时分复用为核心，以p c c m 工作模式为手段，以抗交叉干扰及高效与稳定为目标， 完成设计一款具有两路不同电压输出能力的升压d c d c 转换器。研究内容包括：第一，p c c m 工作 时的b o o s t 功率级的小信号传输特性：第二，d c - d c 系统的环路稳定性设计方法；第三，负载自适 应可调的双路p c c m 系统的设计方法、效率分析及补偿方式等。 设计指标为在1 m h z 的开关频率与2 5 v 的典型电源电压下，获得3 3 v 与5 v 两路独立的输出， 3 东南大学硕士学位论文 典型负载能力分别为2 5 0 m a 与1 5 0 m a 。系统转换效率达到8 0 ，输出纹波水平小于l 。 1 4 论文组织结构 论文第二章对电感复用技术的演进路线做了系统论述，在此基础上提出了一种能适应更宽负载 范围并具有较高转换效率与强抗交叉干扰能力的实现方案；第三章从c c m 和d c m 工作模式功率级 的建模触发，导出了工作于p c c m 时功率级的传输特性；第四章总结了电压模( v m ) 和峰值电流模 ( p c m ) 的控制原理，着重研究了它们的补偿方式，结合p c c m 功率级特性提出了v m 控制便能满足 系统要求的新见解；第五章对本文提出的s i d o 负载自适应方法、损耗因素及稳定性设计等要点做 了详细阐述；第六章结合电路设计给出了负载数字检测的实现方式，以及电感台阶电流的自适应控 制电路，最后完成s i d o 系统电路的设计，并经仿真验证。 4 第二章单电感双路输出d c d c 第二章单电感双路输出d c d o 当前，单个产品集成了越来越多的功能，促使电源管理的复杂度及性能要求也随之提高。以常 见的移动电话为例，除了基本的通话功能外，还整合了数据通讯，多媒体( 包括文档、音频、视频信 号) 的录入、处理、存储及显示等。这些功能涉及的电路模块有射频无线收发单元，先进的中央处理 器( c p u ) ，甚至专用的数字信号处理器( d s p ) ，大容量的存储器( m e m o r y ) ，高分辨率的液晶显示器 ( l c d ) ，以及丰富的接口如红外、蓝牙、u s b 和1 3 9 4 等。 通常，不同类型电路模块的工作电压、功耗不尽相同。c p u 的工作电压已经低于1 8 v ；d s p 和 m e m o r y 通常工作在3 3 v ；l c d 本身虽然功耗较小，但所需工作电压高于1 2 v ，且包含正负极性电 压；此外，l c d 背光通常采用l e d 点亮，并联的l e d 也需要较高电压；u s b 则是标准的5 v 供电。 一个设备需要如此多的不同电压，且负载驱动能力的要求也各不相同，却只有一个供电电源，如锂 离子电池的标称电压为3 6 v ，且随着放电过程逐渐变化，这都对电源管理提出了挑战。若针对每一 种输出电压都采用一个独立驱动的d c d c 转换器，必将使成本急剧上升。本章基于经典开关模式 d c d c ，提出了一种仅需单个电感便能实现两个稳定输出电压的单电感双路输出( s i d o ) 方案，减少 了片外分立器件和片上晶体管的数目，有效降低了系统成本。 2 1 多路输出概述 对于只有一个电源，而需要多个供电电压的设备，传统的电源管理方案可分为隔离式和非隔离 式两类。隔离式通过多个次级绕组或多个次级抽头实现多路输出，但大多数拓扑的反馈控制信号只 从一个输出( 主输出) 上获得，因而只有这一路能实时响应负载扰动实现精确控制。其它各路输出( 辅 输出) 在负载扰动时，由于没有反馈通路去调节对储能元件的充放电时间，其输出电压得不到及时响 应，稳定性较差。此外，当主输出负载扰动，而辅输出负载未扰动时，为了稳定主输出电压，系统 实时响应以调节充放电时间，但调节动作也使辅输出发生变化，因此辅输出的稳定性得不到保障。 尽管p w m p d ( p h a s ed e l a y ) 拓扑实现了各路输出的独立调节能力，但隔离式结构含有分离器件 变压器，其体积大、成本高，不适合运用于便携式消费类电子产品，因此不是本文研究的重点。非 隔离式多路输出相比隔离式结构具有体积小、损耗低、效率高、稳定性好等优点，尤其适用于电池 供电的便携式设备。其传统实现方法是采用多个独立的降压、升压或和升降压i x ；一d c 将一个电源 转换为多路不同的电压输出，并且各个转换器因负载特性不同可采用s m s p 、c p 、l d o 等不同类型 的d c - d c 实现方案。由于工艺等因素的限制，传统转换器只能独立地制造在各个芯片上，即一个 i c 芯片只能集成一个转换器，对应一路供电电压，集成度较低。因此，常规的多电压电源管理方案 5 东南大学硕士学位论文 需要的分立器件、i c 芯片数目都较多，即使单个转换器具有很高的效率，而总效率也会下降到难以 接受的程度。 随着工艺的改进、数模混合信号电路设计水平的提高、以及高低压兼容工艺的出现，单片i c 上 集成多个转换器及功率开关已经成为现实。现代的多电压电源管理系统普遍采用此方案，即在一个 i c 上设计制造一种多个或多种多个转换器，以满足各电路模块不同供电电压的需要。由于高度集成， 各转换器之间可以有一定的耦合、共用，从而进一步减少元器件尤其是分立器件的数目，大大缩小 了占板面积。但实际上系统仍然包含了若干个独立的转换器结构，只有局部控制电路实现了共用。 s m s p 转换器所必须的感性元件没有实现共用，而电感正是体积和成本占用的最大来源。 因此，节省感性元件的巨大诱惑催生并促进了电路设计技术的进步，如何让两个甚至多个s m s p d c d c 转换器共用一个电感成为研究重点。电感时分复用己被证明是可行的共用方案，即让电感在 不同时刻给不同的输出转移电能。d c d c 输出电压的稳定性作为其中重要的指标，当输出扰动后， 不管是电压模还是电流模控制方式，都会通过调节电感电流最终使输出恢复稳定。当电感被复用后， 由于电感电流不能突变，若一路输出扰动而其它支路保持稳定，则扰动的支路要求调节电感电流， 而稳定的支路要求电感电流保持不变，这种矛盾成为当前电感时分复用技术研究必须面对并加以解 决的关键问题。 2 2 电感时分复用技术 电感时分复用可分为充放电都分时与充电共用而放电分时这不同模式两种，前者可等效为两个 独立的转换器支路，并采用单个转换器的分析方法完成设计；后者由于电感充电阶段的合并，控制 方法与单个转换器有明显区别。但它们的功率级结构基本相同，图2 1 给出了b o o s t 拓扑的电感复用 双路输出的功率级结构。 眉l 图2 1 电感复用双路b o o s t 输出功率级基本结构 充放电时分复用模式下，各支路对电感充电独立控制，为了解决不同支路电感电流相互干扰的 矛盾，必须让每个支路起始时刻的电感电流保持固定。常用的实现方式有两种：p f m 模式控制与p w m 模式下插入电感空闲时间法。 6 第二章单电感双路输出d c d c 2 2 ，1p f m 方式 以双路电感时分复用为例，p f m 工作时的电感电流波形如图2 2 所示。假设横轴为电感电流零 点，o a 、峨分别为针对a 路和b 路的电感充放电时间，? 为完成两个支路能量转换所需的时间， 称一次转换周期。为了让两个支路不相互干扰，电感向各路输出转移能量时，a 、b 结束时电感电 流必须下降到零，以使对应的下一个西b 、理呱时间起始点处的电感电流都从零开始上升，避免为解 决一路扰动而调节电感电流后导致另一路电感起始电流产生不确定的风险。稳定工作时，图2 2 中 阴影部分的面积即为一个周期z 内对应支路的负载获得的电荷量。 卜m a ( n - j 一o a ( n ) + 卜m a ( n + 1 ) - j 一m b ( n + 1 ) - - 卜a ( n + 2 ) 1 + m b ( n + 2 ) 一 ：+ 一瓦卜一砧，一l z 叫 图2 2 双路时分复用p f m 工作时的电感电流波形 虽然，扰动不会影响电感起始电流值，却会改变阴影部分的面积。图2 2 中，当a 路负载加重 而b 路负载不变时，为了提供更大的负载能力，a ( n + 1 ) 处的阴影部分面积较o a ( n ) 处增加，即m “n + 1 ) 持续时间大于相应的m a ( n ) 时间，而这段时间内b 路仅依靠输出电容对负载供电。虽然b 路负载没 有变化，但输出电容对负载的放电时间交长，必然使该路输出电压下降。因而在o b ( n + 1 ) 阶段，其阴 影部分面积也需增加，即o a ( n + 1 ) 持续时间大于m b ( n ) ，同样m a ( n + 2 ) 的阴影部分面积将进一步增加。 等效为b 路负载略有加重，而a 路负载则比实际加重更多。实际应用中，由于电感电流的充放电速 度很快，即图2 2 中的歹或呶、都很短，等效的负载变化很微弱，为说明这种交调作用，图中作 了放大处理。优良的反馈系统通过快速控制能使输出及电感电流恢复到一个新的稳态，尽管如此， 时分复用方案在一路有扰动时，仍会影响到另一路输出电压的稳定性，通常将这种干扰称为交叉扰 动。 再来考虑a 、b 两路负载同时扰动的情况，若a 路和b 路负载都加重，则a 和都将增加， 即输出电容单独对负载供电的时间都将增加，使得两路输出电压都有所减小。输出电压的减小又使 西a 和嘞增加，形成一个正反馈过程。若此时负反馈控制环路的强度小于正反馈。则系统将发散， 导致输出不稳定。因而，工作于p f m 的电感时分复用方式存在比较严重的可靠性问题，要求各路负 载不能相差太大，并且只能响应小信号扰动，否则系统将不能正常工作。 上文假设了横轴为电流零点，当横轴为一个固定电流值时系统工作原理不变，且能达到较大的 负载能力。但p f m 的固有缺陷是输出纹波较大，两路的小信号交叉干扰显著，大信号扰动还会使系 统发散。基于p w m 模式下的电感充放电时分复用技术明显优于p f m 多路控制技术，p w m 时分复 7 东南大学硕1 j 学位论文 用控制中为避免各路间的交叉干扰，在每个支路电感放电到一个固定电流值后使电感进入空闲( i d l e ) 阶段，使下一支路充电时都从这个固定的电流开始，从而克服了某一路扰动后另一路起始电感电流 的不确定性， 2 2 2p w m 调制d c m 方式 可以预见d c m 工作的转换器具有抑制交调影响的特性，图2 3 ( a ) 中为独立的两路d c m 状态下 的电感电流波形，将电感电流降为零后的时间称为空闲( i d l e ) 时间。若两路具有相同的开关周期乃 d a 与风分别为a 路与b 路电感充电储能占空比，d a i d l 。与风i d i e 分别a 路与b 路的电感放电完后 电流下降到零的间歇占空比。当间歇时间足够长时，电感处于长时间空闲状态，完全可以用于对其 它支路，完成一次充放电过程。因此当两个d c m 工作状态下的转换器，若其间歇时间都大于工作 周期的一半，即d i d l c 1 2 时，可以让两个转换器共用一个电感，此时电感电流的波形如图2 3 ( b ) 。 由于工作于p w m 模式，总周期丁固定，各路占用电感的时间相同，并i 司定为t 2 。 稳定工作时，各支路互不影响，与独立工作状态完全相同。当有扰动时，仍以支路a 负载加重、 支路b 不变为例。参考图2 2 ，为了响应扰动，支路a 阴影部分的面积必须增大，用于电感充放电 的时间变长。但不同于p f m 模式，电感工作时间的延长仅使西a - i a l , ( n + 1 ) 处的空闲时间变短，而另 一支路的电感起始电流维持不变，从而避免了交叉干扰。当b 路有扰动，a 路稳定，或两路都有扰 动时可作同样的分析。 稔2 生坐：焱 。7 卜 ? e ( a ) 单路d c m 电感电流波形 i 户 靛酢，a 笔蠢菜窭重 m b i d l e ( n ) 一t 2 ht 2 一m 辱t 2 一 卜 丁- ! _ 一 r 一 ( b ) 双路d c m 复用电感电流波形 图2 3p w m 模式下d c m 工作的电感时分复用方案 使两路工作于深度d c m 的转换器共用一个电感的时分复用方式虽然克服了交叉干扰，但其负 载熊力偏弱。当m 此：0 时对应于最大的带载能力，此时阴影部分面积为： 骁= ；等半 亿， 单一周期内单路消耗的电量q o = i o t , 根据魏= 妨能量守恒条件得到最大负载为： 8 第二章单电感双路输出d c d c 。= 矗等蛾叱， ( 2 2 ) 若电感值为8 9 州，输入电压为2 2 v ，输出电压为3 3 v ，开关频率为1 m h z ，由式2 2 得到的 最大负载仅为1 2 9 m a 。带载能力弱成为d c m 多路输出驱动的主要限制，并且在相对重载时电感电 流纹波较大，使得输出纹波也增大，稳定性下降。虽然可以通过减小电感值、降低工作频率来提高 负载能力，但增加量有限，并且会使纹波进一步恶化。此外，在响应大信号时，即使空闲时间减为 零增加的面积仍不能满足负载变大的要求，强制系统脱离d c m 进入c c m 工作状态，进而产生严重 交叉干扰，使两路输出都不能稳定。因此，要使d c m 工作的单电感双路输出正常工作，必须控制 使任何一路的负载都不超过最大负载，并考虑损耗需留有一定余量。 2 2 3p w m 调制p c c m 方式 针对利用d c m 电感空闲时间实现的电感复用系统只能驱动轻载的局限，关键在于提高阴影部 分的面积。一种可行的办法是抬高电感电流，使其不再下降到零，而是下降到一个固定的电流值， 此时的电感电流波形如图2 4 ( a ) 。可见阴影部分的面积显著增加了，并且各路电感放电后电流都下降 到固定值，使任何一路负载有扰动时都获得与d c m 相同的控制效果，不会出现交叉干扰，保证 各路输出电压的独立性和稳定性。这种使电感电流放电到一个固定值后，并使其进入空闲时间的工 作方式，称为p c c m ( 伪c c m ) 控制模式。 d c m 工作时，由于电感电流自然下降到零，只需检测整流管两端电压的正负极性即可，容易实 现。而p c c m 工作时，在某一个放电电流值使电感强制进入空闲时间，需精确检测此电流值，实现 难度显著增大。此外，为了让电感强制进入空闲状态，必须在电感两端跨接一个额外的开关，如图 2 1 虚线部分所示，使电感电流绕环路回流。由于电感电流为功率量，此开关也必须为功率开关 ( f l e e w h e e l 开关，本文中即i d l e 开关) 。 靛腓。a 笔耋耧重 删“n ) 一 ( a ) 理想波形 稳舡作。oa 篙鬻轻 m b 1 d l e ( n ) 。 中a 州i “n ) 一，o i d l e ( n + 1 ) t h 州j 。( n + 1 ) 一 ： 一 ：二一 ( b ) 实际波形 图2 4p c c m 工作的双路电感时分复用波形 与d c m 工作原理相同，理想的p c c m 单电感双路输出工作时单路最大负载为： 9 东南大学硕士学位论文 k 一= 瓦t 可v m 2 也一) + 丢告t 。 ( 2 3 ) 只要限定负载小于上式限定的最大值，则不会出现交叉干扰。但由于空闲开关的导通电阻、寄 生电容充放电和电感的直流电阻都会引起损耗，使得电感电流下降到几进入空闲阶段后，电感内电 流无法保持固定不变，而是逐渐减小。假设损耗引起的电感电流随时间线性减小，则双路稳定工作 时的电感电流波形如图2 4 ( b ) 。若a 路负载出现减轻的扰动，b 路保持不变，则图2 4 ( b ) 右侧部分发 生相应变化。为了响应扰动，a 路电感电流下降沿包围的阴影面积将减小，导致a i m ( n + 1 ) 时间延 长，使损耗引起的电感电流下降量增大。随后b 路对电感充电的起始电流减小了，由于b 路没有扰 动，为使电感充电到预定的值，则充电时问也降相应延长。稳态一1 r 由于b 路控制的面积不变，导致 饥一i d l 。( n + 1 ) 时间降减小。虽然这并不影响电感对b 路负载转移的电量大小，却对空闲开关损耗和最 大负载提出了新的要求。 考虑极端情况，a 路负载减轻到接近零，b 路达到最大负载，即唾l a 一眦= 7 2 ，- i d l e = o ，如图 2 5 所示。忽略电感进出空闲阶段对寄生电容充放电的损耗，仅考虑阻性损耗的影响。设电感e s r 为，l ，空闲开关导通电阻为，缸i d l e ，令n d l 。= 九+ ，缸i c u e ，根据电感损失的能量等于寄生电阻上消耗的能 量条件，得到： 三她2 2 = ( ，o 一, 5 2 ) 2 l i d l e t 2 ( 2 4 ) 整理后得到电感空闲时间内变化电流的最大值为 4 j c = 磊，c 。= ( r ，c 。 c 2 5 ， 从而可得在电感空闲阶段损耗的功率为： p d l s - m l e = 丽厶2 ( 2 6 ) t a l l 。 0 一 卜r 叫 po 文弋 k m “ l i 嘶“ ( a ) 两路负载差异最大时的波形( b ) 最大输出功率及i d l e 管损耗与凡关系 图2 5 实际p c c m 双路系统凡与最大负载及损耗的关系 虽然，当两个支路负载同时增加时仍能达到理想p c c m 的最大带载能力，但若其中任一路负载 1 0 第二章单电感双路输出d c d c 减轻时，另一路的最大负载驱动能力也将相应减小。电路设计通常采取最坏情况下的最优设计，考 虑图2 5 所示的状态，其中深色阴影部分为与理想状态相比减小的最大负载量。根据几何关系，得 到浅色阴影部分面积，从而求得最大负载电流为 l 一，= 刍c 2 l 。+ c 寺。一虬，与导，c 等一等 ， c 2 刀 则单路最大输出功率为p o 。= w 0 。r l ，整理后发现p o 存在最大值，将输出功率尸。与空闲时段 损耗功率如争硼。随电感最小电流变化的关系曲线图同绘于图2 5 中。设一为最大负载功率所 对应的电感电流台阶值，即 l o - m a x 麓一南 亿8 ， 将式2 8 代入式2 。7 即可得最大的最坏状态下输出功率。输出最大功率的存在是当增大时，她 也随之变大。但电感充电起始电流也要受凰影响而上缓慢升。m 增大到一定程度后，由于损耗急 剧增加，蝇迅速变大，起始电流l 0 - a l 主要受她的影响而降低。使阴影部分面积，以及对应的输 出功率下降。 取与d c m 时相同的系统指标和器件参数，并令 d i e = 2 2 0 m q ，在札。a 。= 8 9 0 9 m a 时有最大负载 能力为3 2 0 4 m a 。比d c m 工作时的带载能力提高了近3 0 倍，但此时仅电感空闲时间内的损耗就占 到总功率的6 8 2 ，当考虑包含电感正常充放电状态下的所有非理想损耗时，系统转换效率将进一 步降低。 p c c m 模式单电感双路输出的主要局限可归结为：1 、空闲时间长短对系统的带载能力有较大影 响；2 、存在最大输出功率限制，超过此限制后效率将迅速恶化；3 、空闲时间较长时，损耗大，转 换效率低；4 、高效率只在两路输出功率相近时才能达到。本文在已有p c c m 工作成果的基础上， 提出模式控制与实现的针对性改进方案，对传统p c c m 多路输出系统中存在的局限完成有效抑制， 优化并改善了系统性能。 2 。2 。4 改进的p c c m 控制方式 以上各单电感双路输出方案，都只能响应小信号扰动，当出现大信号阶跃，尤其是输入电压出 现低谷和负载突然加重时，输出电压的稳定性难以得到保证，并且强扰动下双路间的于扰更为严重。 p c c m 系统中，虽然负载能力相对d c m 有一定提高，但为了提高工作状态的可靠性，应确保一路 空载而另一路满载状态下的稳定工作。然而此时最大带载能力受限，且不随扎的提高而增加，这是 当空闲时间变长以后，损耗迅速增加而引起。于是，自然想到缩短空闲时间来降低损耗，提高效率， 同时缓鼹对最大带载能力的限制。 1 l 东南大学硕十学位论文 由前文分析知，空闲时间的引入能有效抑制小信号扰动下的交互干扰，但对大信号扰动的抑制 与响应调节能力较弱。因此，空闲时间可以取得很短，仅需满足对小信号扰动的缓冲作用。由此减 小了空闲时间内的损耗，消除了最大负载限制，则可以将系统视为工作在理想的p c c m 状态。如此， 采用调节“以响应大信号变动的控制策略不但必要而且十分关键，通过空闲时间与山电流两者间 的协调控制，即将大小信号的响应调节任务分散给不同的环节。 丑o l 一 0 一，、 稳定工作 m b 枷c 蛾址t ，吼 a 路负载减轻 瞄i = ：变b 燃磐 i d l e b i , l l e !“么x 一：一 t j l 0 2 卜一7 ；坶一_ 卜一 图2 6 自适应双路输出电感电流波形 图2 6 显示了基于以上控制策略的电感电流工作波形，其中m a i d l 。= b i d l 。为预先设定的一个固 定值，可见在n + l 时刻当a 路负载减轻后，为了维持空闲时间不变，a 路的工作时间必须减小。导 致系统开关频率的实时变化，即当前开关频率仅由当前支路的负载大小决定。由于开关频率的可调 范围有限，若频率最小仍不能满足当前支路的负载要求，只有增加山水平。如图2 6 中n + k 时刻， b 路负载加重需有亿增大，而a 路不变，则a 路对应的开关频率将进步减小，以维持空闲时间 不变。显然，增加的凡调节与原有的频率控制都能用于支路负载驱动能力的调节，其中凰应受负 载大的支路控制，并且与该支路的开关频率有关，若开关频率未达到最小值，则不调节札而减小开 关频率；若开关频率已经达到最小值，则应增加乜值。此外，若轻载的支路在开关频率达到最大值 时，其负载继续减轻，则i d l e 时闯将不能维持固定，而是随负载变轻而延长。 显然，此自适应调节过程异常复朵，不仅存在两个被调节变量，调节来源也由两支路共同决定。 不仅要判别支路负载大小，还需判断是否到达可调频率范围端点。本文提出这样的设计思路，能同 时有效响应大小信号扰动，并抑制了交义干扰。电路设计中，为简化设计仅实现了扎的调节控制方 式，开关频率仍固定不变。而开关频率的固定，使得各路空闲时间不再恒定，而是随负载减轻两增 加，并导致轻载下电路转换效率的下降。因此，在多路输出中。更需提高系统的开关频率，方面 使分时工作的各支路均有较高的工作频率以降低纹波，另一方面也是降低空闲损耗的需要。 2 3 双路b o o s t 与b u c k 比较 图2 7 给出了双路b u c k 的功率级结构，与图2 1 的双路b o o s t 结构比较可见，为了隔离两路输 出，b u c k 结构中控制支路的两个功率开关s p a 和s p b 无法控制电源v g 对电感的关断控制，因此比 1 2 第二章单电感双路输出d c d c b o o s t 结构多用一个s p 主开关，这使得b u c k 结构的双路输出方案系统损耗进一步增加。b o o s t 结构 则实现了整流开关和两路输出隔离开关的复用，一定程度上降低了控制的复杂性和损耗水平。 詹l ： ： 图2 7b u c k 双路输出功率级 此外，对于相同的输入电压， b u c k 结构具有更强的驱动能力。b o o s t 必须抬高其凡来获得与 b u c k 相同的驱动能力，其额外损耗仍然只在空闲阶段由i d l e 开关产生，并且若空闲阶段趋于零，则 b o o s t 中的额外损耗可近似忽略。而对于b u c k 双路结构，由s p a 和s p b 引起的额外损耗始终存在。 2 4 小结 双路输出的关键是稳定性，包括抗交叉干扰能力和两个环路的稳定性。在没有交叉干扰时两个 环路在时间上始终是分离的，可以视为两个独立的控制环路；当交叉干扰发生时。环路独立的假设 不再成立，此时的稳定性分析异常困难。因此，必须优先考虑交叉干扰问题，再完成无交叉干扰条 件下的环路稳定分析与设计。b u c k 功率级由于不存在r h p 零点，其环路稳定性设计相对容易；而 b o o s t 结构则由于存在r h p 零点而使环路设计复杂化，并且p c c m 工作时的功率级模型是否与c c m 或d c m 相同都未知，尚需要进一步的推导分析。 论文针对b o o s t 双路结构的各种问题进行分析设计，包括抗交叉干扰的实现方式，p c c m 功率 级模型的获得及环路稳定设计等。在此基础上设计了一款b o o s t 单电感双路输出d c d c 转换器。 本章首先阐述了单电感双路输出的基本概念，并就电感时分复用实现的各种方案进行了比较分 析，理出了其演化路线，最后在p c c m 实现方式的基础上，提出了负载自适应的技术改进。 1 3 第三章p c c m 功率级模型 第三章p c c m 功率级模型 电路系统的模型抽象于物理电路，它反映了电路特性，理论模型建立与分析主要用于指导电路 设计。然而电路的特性受众多因素的影响，尤其是在深亚微米工艺下，各种寄生效应凸现，一个模 型全面而精确地反映实际电路的行为特性已变得越来越困难，因此系统模型的分析更显重要。由于 很难从电路本身来把握其宏观特性，相反，若已经掌握了电路的精确模型，那么对此电路的设计与 运用必将游刃有余。 d c d c 系统由于包含开关元件，因而是个强非线性系统。对于非线性系统，其物理过程难以 直接定量分析，因此无法通过理论指导实践的方法，对电路参数作出有利于整个系统性能的定义或 限定。常用的方法是对非线性系统进行线性化近似，再利用线性系统的基本理论和方法手段完成非 线性系统的分析。d c d c 系统建模的方法众多【9 】，早期较常用的是状态空间平均法，它将整个功率 级用数学方程代替，物理