（电气工程专业论文）30kva中频逆变电源的研制.pdf

a b s t ra c t a b s t r a c t a b s t r a c t ：g e n e r a l l y , m e d i u mf r e q u e n c yp o w e rs u p p l y , r e f e r st os i n g l eo rt h r e e p h a s ei n v e r t e rp o w e rs u p p l y 、j l ，i lm e d i u mf r e q u e n c yo u t p u t ( 4 0 0 h zc o m m o n l yu s e d ) ， h a sb e e nw i d e l yu s e di nc i v i la n dm i l i t a r yf i e l d ss u c h 弱r a d a r , c o m m u n i c a t i o n , n a v i g a t i o n , a v i a t i o n m e d i c a ls e r v i c e , p e t r o l e u m ，m e t a l l u r g y , m e c h a n i c a la n dc h e m i c a l a p p l i c a t i o n s t h ef u n c t i o no ft h i sd e s i g ni sc h a n g i n gt h ec i t yp o w e ri n t oi n t e r m e d i a t e f r e q u e n c yp o w e r t h i st h e s i si sf o c u s e do nt h es o f t w a r ea n dh a r d w a r ed e s i g na n di m p l e m e n t a t i o n o f3 0 k v am e d i u mf r e q u e n c yp o w e rs u p p l y b a s eo nt h e p r o j e c t t e c h n i c a l s p e c i f i c a t i o n sa n dt h ed e s i g np r i n c i p l eo fi n t e g r a t e d ，f u l l y - c o n t r o l l e d ，h i g h - f r e q u e n c y a n dm u l t i f u n c t i o n a l ，t h eb o a r do fp o w e rs t a g e ，d r i v i n gc i r c u i t , a n da u x i l i a r yp o w e r s u p p l ya n dc o n t r o lb o a r dh a sb e e nd e s i g n e da n dc o m p l e t e d t or e a l i z et h e t h r e e - p h a s ef o u r - w i r eo u t p u tv o l t a g ew i t hu n b a l a n c e dl o a d ，a n a l y s i sa n dc o m p a r i s o n h a sb e e ng i v e nf o rs e v e r a lm a i nc i r c u i t t o p o l o 番e s a tl a s t , t h ec o m b i n a t o r y t h r e e - p h a s ei n v e r t e rh a sb e e nc h o s e na st h em a i nc i r c u i tt o p o l o g yt om e e tt h ed e s i g n r e q u i r e m e n t sc o m p l e t e l y t m s 3 2 0 f 2 812i su s e da sm a i nc o n t r o lc h i p a f t e rc o m p a r i n gt h ed i g i t a lc o n t r o l m e t h o d sa n da d j u s ts t r a t e g i e s , t h es y s t e mu s e si r r e g u l a rs a m p l i n ga sp w m p u l s e g e n e r a t o ra r i t h m e t i c , d o u b l ec l o s e dl o o pf e e d b a c kc o n t r o ls y s t e m 、航lr e a l - t i m ev a l u e o fo u t p u t v o l t a g ea n di n d u c t o r a sp i a d j u s ts t r a t e g y s y s t e mu s e si n t e g r a t e d d e v e l o p m e n te n v i r o n m e n tc c sf o rt m s 3 2 0 f 2 8 12c h i pa ss o f t w a r ep l a t f o r ma n d c o m p l e t e sp r o g r a m sw i mcl a n g u a g ea n da s s e m b l el a n g u a g e s s i m u l a t i o nt e s tf o rm a n a bm o d e lo ft h ed e s i g n e dp o w e rs u p p l yi sa l s og i v e n a c c o r d i n gt os i m u l a t i o nr e s u l t s ，c o m p o n e n t sa n da r i t h m e t i cp a r a m e t e r si ns y s t e mh a s b e e na d j u s t e d b a s e do nt h ep a r a m e t e r so fs y s t e mw h e nt h e o u t p u tv o l t a g eo f s i m u l a t i o nm o d e li sc o n s i s t e n tw i t ht h et e c h n i c a lr e q u i r e m e n t s ，t h ep r i n t e dc i r c u i t b o a r di sp l o t t e da n de x p e r i m e n ts t u d yi sa l s og i v e nt ov e r i f yt h a tt h es y s t e mc a nm e e t t h ed e m a n do fd e s i g ns p e c i f i c a t i o n s k e y w o r d s ：m e d i u mf r e q u e n c yp o w e rs u p p l y , f u l l - b r i d g ei n v e r t e r , s i n ep u l s e w i d t hm o d u l a t i o n ( s p w m ) ，c l o s e - l o o pc o n t r o l ，d i g i t a ls i g n a lp r o c e s s o r ( d s p 2 81 2 ) c l a s s n o ：t m 4 f 珥 独创性声明 独创性声明 本人声明所呈交的学位论文是本人在导师指导下进行的研究工作和取得的研 究成果，除了文中特别加以标注和致谢之处外，论文中不包含其他人已经发表或 撰写过的研究成果，也不包含为获得北京交通大学或其他教育机构的学位或证书 而使用过的材料。与我一同工作的同志对本研究所做的任何贡献均已在论文中作 了明确的说明并表示了谢意。 学位论文作者签名： 签字日期： 年月日 学位论文版权使用授权书 本学位论文作者完全了解北京交通大学有关保留、使用学位论文的规定。特 授权北京交通大学可以将学位论文的全部或部分内容编入有关数据库进行检索， 并采用影印、缩印或扫描等复制手段保存、汇编以供查阅和借阅。同意学校向国 家有关部门或机构送交论文的复印件和磁盘。 ( 保密的学位论文在解密后适用本授权说明) 学位论文作者签名：冶业依 签字日期：2 0 卵年7 月岁日 黜名：吲 撕飙妒产 月台日 致谢 致谢 本论文的工作是在我的导师刘慧娟副教授的悉心指导下完成的，刘慧娟副教 授严谨的治学态度和科学的工作方法给了我极大的帮助和影响。在此衷心感谢二 年来方进老师对我的关心和指导。 邱瑞昌副教授悉心指导我们完成了实验室的科研工作，在学习上和生活上都 给予了我很大的关心和帮助，在此向诸邱瑞昌副教授表示衷心的谢意。 刘慧娟副教授及邱瑞昌副教授对于我的科研工作和论文都提出了许多的宝贵 意见，在此表示衷心的感谢。 在实验室工作及撰写论文期间，荆龙博士和同实验室田王爱国、邱晨，师弟 张文铎以及同宿舍的程强、许智斌等同学对我论文中的研究工作给予了热情帮助， 在此向他们表达我的感激之情。 另外也感谢家人，感谢我的父母，他们的理解和支持使我能够在学校专心完 成我的学业。 绪论 1 绪论 本文的研究对象是中频电源，这种电源与普通的逆变电源基本原理相同，都 是利用电能变换技术将市电或者电池等第一次电能转换成为用户所需要的二次电 能的系统和装置，不同的只是中频电源输出电压的频率为4 0 0 h z 左右，与普通工 频的逆变电源相比较，高的输出频率会减小变压器、滤波器等无源器件的体积， 但是在控制上会带来一些问题。 1 1 课题研究的意义 4 0 0 h z 中频电源是军用制导雷达站的主要电源设备，在航天、航空等领域的应 用十分广泛，在研制、生产、调试、测试陀螺马达时也需要大批精密专用的中频 电源，4 0 0 h z 中频电源也是飞机及其地面测试设备的标准电源之一，其中自动测试 设备中需要专门的中频电源单元供电，因此研究中频电源有很重要的意义【l 】。 传统的中频电源是旋转发电机组，用油机或工频交流电动机拖动中频发电机， 发出中频交流电。基于快速发展的电力电子技术，静止式中频电源的容量与性能 都有了很大的提高。静止式中频电源与传统的旋转发电机组相比，有效率高、噪 声低等优点，供电性能指标也随着电力电子技术的进步在不断地达到和超过机组 电源【2 1 随着航空、舰船及雷达等系统和设备对中频电源要求的提高，以及日常维护 和机载设备调试用的中频供电系统变得越来越重要。广泛应用于航天、航空等领 域的陀螺马达是惯性制导设备的重要组成部分，研制、生产、调试、测试这些陀 螺马达要求大批精密专用的中频电源，中频电源也是飞机及其地面设备测试使用 的标准电源之一，随着航空航天产业的不断发展，市场对中频电源的需求也增加 的也很快，因此中频静止逆变电源因此受到人们的关注和研究。 1 2 国内外研究现状 随着现代对飞机和雷达等设备性能要求的提高和机载用电设备的不断增加， 对中频电源系统的要求也越来越高。传统的旋转变流机由于其体积和重量大、动 态性能差、噪声大、难于维护等缺点，越来越不能满足现代飞机、雷达等设备用 电的需要。而随着近年功率半导体器件的快速发展，中频逆变电源依赖其体积小、 北京交通大学硕士学位论文 重量轻、成本低、效率高、功率密度高、可靠性好、维护方便，且其他电性能也 均优于旋转变流器的优点逐步取代旋转变流机。欧美一些先进国家早在上个世纪 7 0 年代就已经在航空领域用航空静止变流器取代了旋转变流机，国内的静止变流 器也发展的很快。 欧、美等发达国家对静止变流器的研究比较早，因此他们的研究处于比较高 的水平，不断的发展出新一代的新型功率器件和新材料，其工艺方面正在向表面 安装、二次集成等方向发展。在控制方面正在向多环控制、数字控制等方向发展， 并采用高频软开关技术。 随着电力电子技术的不断进步，静止变流器正朝着高功率密度、高变换效率， 无污染、智能化的方向发展。 1 3 中频电源与工频电源的区别 中频电源与工频电源的主要区别就在于它们输出的交流电压频率不同，逆变 器输出基波频率4 0 0 h z 与输出5 0 h z 相比较，在控制上要困难得多，主要体现在【3 】： ( 1 ) 相同开关周期情况下，一个基波周期内，中频逆变桥输出的电压脉冲数是 5 0 h z 输出时的1 8 。而开关频率受各种因素的制约不能做得太高，因此一个基波 周期内输出的波头数就很少了。比如当开关频率为1 2 k h z 时，一个基波周期内的 输出波头数只有3 0 个。这不仅会导致输出电压谐波含量的增加，而且使得控制速 度变慢，增大调节器设计的难度； ( 2 ) 数字控制中，采样、计算、控制等带来延时的影响变大。由于这些原因造 成的延时一般只取决于硬件、开关频率、采样频率以及代码的执行时间，因此延 时量与输出频率没有什么关系。而相同的延时，对于4 0 0 h z 系统，其引起的相位 滞后是5 0 h z 系统的8 倍，大的延迟对于系统控制的稳定性是很不利的。 ( 3 ) 当通过逆变器并联运行的方式提高整个电源系统的容量时，由于中频逆变 器输出电压频率是通常的工频逆变器输出电压频率的8 倍，因此在相位同步的控 制方面，中频电源将更加困难。 1 4 技术要求与主要工作内容 1 4 1 技术要求 2 绪论 本课题的的技术参数和指标如表1 1 所示。 表1 1 逆变电源设计指标 一 t a b l - 1d e d i g nr e q i i r m e n t so f t h ei n v e r t e r 额定电压 3 8 0 v ，三相 交流输入电压允许波动范围4 - 1 0 频率5 0 h z - - i ：1 5 h z 额定容量3 0 k v a 额定输出2 0 0 v 士1 0v ，三相四线制，带不平衡负载 交流输出 额定电流_ 8 5 a 输出频率4 0 0 h z 满载功率因数 o 7 温度 工作条件：5 - - - 3 0 c 工作环境 承受条件：- 3 5 + 5 0 絮 湿度相对湿度 7 0 使用海拔翌0 0 0 m 1 4 2 主要工作内容 结合以上条件综合考虑，本文要完成的工作内容有： ( 1 ) 三相逆变电路设计分析比较不同三相逆变电路的拓扑结构和特点，并以 i g b t 作为逆变电路的开关器件，重点考虑带不平衡负载的要求，设计构建三相逆 变电源系统的主电路； ( 2 ) 控制、检测和保护电路实现。根据已确定的电源系统设计指标，计算开 关器件和输出滤波电路元器件参数，选择合适的元器件，并完成与其相应的控制、 检测和保护电路的设计； ( 3 ) 控制方法和策略选择。在对现有控制方式及策略进行探讨和比较的基础 上，选择合适的控制方式和策略，实现三相逆变器的开关器件通断控制和输出电 压调节： ( | 4 ) 通过仿真实验验证系统软硬件设计的合理性和可行性。 1 4 3 工作重难点 3 北京交通大学硕士学位论文 ( 1 ) 根据设计要求选择合适的电路拓扑结构。由于逆变输出要求为三相四线 制，且要求有很强的带不平衡负载的能力，所以我们熟悉的传统三相逆变电路拓 扑结构已无法应用，需要一种新的电路拓扑结构。 ( 2 ) 器件的选择。整个硬件电路的设计涉及许多元器件，如何在满足设计要求 的情况下确定关键器件的型号和参数，这也是本设计的重点。 ( 3 ) 控制方法和策略的确定。自从脉宽调伟i j ( p w m p u l s e w i d t h m o d u l a t i o n ) 方 法成功被应用到逆变技术中以来，己有多种s p w m 控制脉冲生成法出现，如何结 合具体情况从中选用合适的控制方法，是本课题的难点之一。采用恰当的控制策 略消除扰动影响和提高系统的动态响应特性，同样是重难点之一。 ( 4 ) 各种功能电路的硬件实现。在硬件的具体实现过程中，需要结合计算、仿 真结果和经验来合理设计硬件电路，以期取得更好的效果。 4 逆变电源设计 2 1 系统的整体设计 2 逆变电源设计 三相静止变流器由输入整流，输入滤波器，d c a c 主电路，输出滤波器，控 制保护电路，保护电路，驱动电路组成。其结构如图2 1 所示。 r 一一一一一一一一一一一一一一一一1 图2 - l 系统结构框图 f i 9 2 1s t r u c t u r eo f t l 舱s y s t e m 整流电路：将输入交流电整流为需要的直流电压。 三相逆变电路：实现直流电到三相交流电的转换。 输出滤波器：滤除三相逆变电路输出电压中高次谐波部分，改善电源系统 的输出波形。 辅助电源：提供电源系统中各种元器件所需工作电压。 驱动电路：控制器与前级处理电路及三相逆变电路的控制接口。 保护电路：提供直流母线过压和欠压、输入过流、输出过流等保护，保障 电源系统的工作安全可靠地进行 控制器：数字化电源系统的核心器件，本系统采用的是t i 公司的d s p 芯 片t m s 3 2 0 f 2 8 1 2 。 2 2 主电路的拓扑结构 主电路主要由整流部分和逆变部分组成。 5 北京交通大学硕士学位论文 2 2 1 整流部分 该部分通常有二极管不控整流、晶闸管半控整流和晶闸管全控整流三种电路。 采用晶闸管半控、全控整流既可以在开机上电后使整流电压逐渐上升到最大值， 实现软启动，又可以在电源出现故障时，关断晶闸管，从而关闭直流环节。但由 于可控整流的控制比较复杂，而且现在在大功率变频器等应用领域，整流采用不 控整流，整流输出采用接触器与功率电阻并联的控制方式。刚上电时接触器是断 开的，电阻限流，当母线电压达到稳定值后接触器闭合，切除电阻，减小功耗。 跟可控整流相比，这种方式除了控制简单外，还比较经济。 为了防止三相输入端的雷击等引起的过电压损坏电源，须在输入端加入压敏 电阻。同时，为了防止电网上的高次谐波窜入电源，影响电源正常工作，需要在 输入端加入瓷片电容。压敏电阻和瓷片电容共同构成了浪涌吸收器，连接方式如 图2 2 所示。 整流部分原理图如图2 2 所示。 2 2 2 逆变部分 图2 - 2 整流部分结构图 f i 9 2 - 2s t r u e t t t r eo f t h er e c i t e r 逆变电源需要输出三相四线制电压，且能够带带不平衡负载，满足要求的电 路拓扑一般常用的有三相桥式逆变器带星三角变压器、三相半桥逆变器、三相四 桥臂逆变器、组合式三相逆变器四种【4 】【1 3 1 。 6 逆变电源设计 1 三相桥式逆变器 为了得到三相四线制的输出电压，提高逆变器带不平衡负载的能力，必须在 输出端连接a y 变压器，使逆变器的体积和重量显著增加，这种电路的带不平衡负 载的能力有限，各相负荷不能相差太大。 图2 - 3 三相桥式逆变器带变压器 f i 9 2 - 3t h r e e - p h a s eb r i d g et y p ei n v e r t e rw i t h yt r a n s f o r m e r 2 三相半桥逆变器 三相半桥逆变器也有结构简单，功率器件较少等特点。利用电源输入端的两 个串联电容的中点，作为输出的中点，可构成三相四线制的输出。为了防止中点 电位的偏移，串联电容的容值必须很大，使逆变器的体积和重量增加。而且半桥 电路只是利用直流母线电压的一半，因此，三相半桥逆变器仅适合于低压小功率 输出的场合。 a b c 图2 4 三相半桥逆变器 f i 9 2 - 4t h i n p h a s eh a l f - b r i d g ei n v e r t e r 3 三相四桥臂逆变器 三相四桥臂逆变器是在三相桥式逆变器的基础上增加一个桥臂，该桥臂的作 用是形成输出中点，减小不平衡负载时三相输出的不对称度，逆变器的输入端采 用谐振直流环节时，四个桥臂的功率管均可实现零电压开关。虽然该逆变器的控 制比较复杂，但仍是目前研究的一个热点。 7 北京交通大学硕士学位论文 图2 5 三相四桥臂逆变器 f i 9 2 - 5t h r e e - p h a s ef o u r - l e gi n v e r t e r 4 组合式三相逆变器 组合式三相逆变器由三个单相逆变器组合而成。每相逆变器相互独立，只要 控制三相基准正弦波互差1 2 0 0 ，将三台单相逆变输出的地连在一起作为中线，就 可以实现三相四线制的输出1 5 1 。 h z c 图2 _ 6 组合式三相逆变器 f i 9 2 - 6m o d u l a rt h r e e - p h a s ei n v , a - t e r 综合比较上述四种逆变的特点及本设计的性能指标要求，满足设计要求的有 三相四桥臂逆变器和组合式三相逆变器，由于组合式三相逆变器能满足任意的不 平衡负载，且控制简单，能很好的满足本设计的要求，所以选用组合式三相逆变 器。 组合式逆变器的基本逆变单元是单相逆变电路，下面详细比较几种常用的基 本逆变电路并选出适合本设计的逆变单元。 2 2 3 单相逆变单元的选择 8 逆变电源设计 单相逆变电路主要有推挽式逆变电路、半桥逆变、全桥逆变三种6 】【1 ，下面对 这三种基本逆变单元进行分析，选出符合本设计的单相逆变单元。 1 推挽逆变电路 图2 - 7 推挽逆变电路 f i 9 2 - 7c i r c u i td i a g r a mo f p u s h - p u l li n v e r t e r 推挽式逆变电路如图2 7 所示，推挽式逆变电路在输出端需要原边带有中心抽 头的变压器。q l 在输出电流i o 为正时导通，而d 1 在i o 为负时导通。因此，当q l 导通，q 2 关断时，无论i o 的方向如何，总有职n 其中n 为变压器原边一半绕组( 由 一端到抽头) 与副边绕组问的变比。类似的，当q 2 导通，q 1 关断时，总有一n 。 推挽式可工作于p w m 方式或方波方式，输出波形与全桥逆变电路相同。从图中可 以看出，推挽式电路只用两个开关器件，比全桥电路少用了一半开关器件，但器 件承受电压却也增加了一倍，为2 阢，所以适用于原边电压比较低的场合。 推挽式逆变电路的主要优点为：导通路径上的串联开关元件数在任何瞬间都 只有一个，当逆变器的直流输入来自较低的电压源时，尤为突出。在这种场合， 导通回路上的开关元件数的增加将导致能量利用率的明显下降。推挽式逆变器的 另一优点是两个开关元件的驱动电路具有公共地，这将简化驱动电路的设计。推 挽式电路的主要缺点是很难防止输出变压器的直流饱和，另外和单电压极性切换 全桥逆变电路相比，它对开关器件的耐压值也高出一倍。 相对于开关频率而言，逆变器的输出电流变化是比较缓慢的。因此，在开关 切换的动作区间内，可认为逆变器的输出电流不变。当开关切换动作发生时，逆 变器的输出电流从变压器原边的半个绕组向另外半个绕组转移若绕组间为理想 的耦合方式，则在转移过程中没有任何能量损失但实际变压器总有漏抗，由于 漏抗的存在，在开关动作时，部分能量消耗在开关上或消耗在用来保护开关的阻 尼电路中，这是所有带隔离变压器的交流器共有的现象在这类变流器中，开关 元件何一次动作都要强制某一绕组的电流到零，在设计这类变流器时，必须考虑 到这一点。由于推挽式逆变电路本身结构特点，其不能输出正弦电压波形，只能 9 如一巨 北京交通大学硕士学位论文 输出方波电压。所以，该电路结构一般用于小功率方波逆变电源系统中，逆变功 率一般小于l k w 。 2 半桥逆变电路 图2 - 8 半桥逆变电路 f i 9 2 - 8h a l f - b r i d g ei n v e r t e r 半桥逆变电路的结构如图2 8 所示，它有两个桥臂，每个桥臂由一个可控元件 和一个反并联二极管组成。在直流侧接有两个相互串联的足够大的电容，使得两 个电容的联接点。为直流电源的中点，图中v o = u a n 。 开关器件q 1 和q 2 栅极信号在一个周期内各有半周正偏，半周反偏，且二者 互补。当q 1 闭合( q 2 断开) 时，输出电流i o 和图中所示方向相同；同理，当q 2 闭 合( q 1 断开) 时，输出电流i o 和图e e 所示方向相反。输出电流i o 的方向决定了实际 导通的器件是q 1 还是q 2 。 半桥逆变电路使用的功率开关器件较少，电路结构较为简单，但主电路的交 流输出电压幅值仅为u i 2 ，所以在同等容量条件下，其功率开关的额定电流要大于 全桥逆变电路中功率器件额定电流，数值为全桥电路的两倍。由于分压电容的作 用，该电路具有较强的抗电压输出不平衡能力，同时由于半桥逆变电路控制较为 简单，且使用器件少、成本低，因此在小功率等级的逆变电源中常被采用。 3 全桥逆变电路 图2 - 9 全桥逆变电路 f i 9 2 - 9f u l l - b r i d g ei n v e r t e r 1 0 逆变电源设计 图2 9 所示为单相全桥逆变电路。全桥逆变电路可以认为是由两个半桥逆变电 路组成的，在单相电压型逆变电路中是应用最多的电路，主要用于大容量场合。 在相同的直流输入电压下，全桥逆变电路的最大输出电压是半桥逆变电路的两倍。 这意味着输出功率相同时，全桥逆变器的输出电流和通过开关器件的电流均为半 桥逆变电路的一半。在大功率场合，这是一个显著的优点，可以减少所需并联的 器件数。对于电压型全桥逆变电路，其常用的开关控制模式主要分为双电压极性 控制和单电压极性控制两种方式。 根据上面的分析，由于设计的容量要求为3 0 k v a ，采用组合式逆变器后，每 相容量为1 0 k v a ，容量比较大，采用全桥逆变电路作为组合式逆变器的基本逆变 单元。 2 2 4 系统主电路总体结构 通过上面分别对系统的整流、逆变环节的选择，可以得到系统总的结构如图 2 1 0 所示。取自市电的三相交流电经过不控整流之后变为直流电压，为了使输出 电压更加平稳，在整流之后加入了大电容滤波，同时为了防止刚上电时电容的电 流过大，采用接触器与功率电阻并联的电路拓扑结构，最后经过三个单相桥式 s p w m 逆变电路和l c 滤波环节的并联，每个单相的输出接隔离变压器输出，三 个中频变压器的输出一个端子接在一起，作为输出的中线，剩下的三个隔离变压 器的端子作为三相电的输出端，这样得到得到标准的三相四线制正弦波交流叫1 4 1 ， 既可以得到相电压也可以得到线电压，还能够带不平衡负载。 北京交通大学硕士学位论文 图2 - 1 0 系统主电路总体结构图 f i 9 2 1 0o v e r a l ls t r u c t u r a ld i a g r a mt h em a i nc i r c u i t 1 2 逆变电源设计 2 3 元器件的参数计算与选择 2 3 1 整流电路参数计算 整流电路采用的是不控整流，所以主要的工作就是选择合适的整流桥。整个 电源容量为3 0 k v a ，输入电压为三相市电，线电压有效值为3 8 0 v ，输出电压为 三相四线制，电压有效值为2 0 0 v 。根据系统容量和输入电压值可计算出输入电流。 ( 1 ) 直流电压u d 输入为三相交流电压3 8 0 v ，其峰值电压为2 x 3 8 0 5 3 8 ，一般用公式( 2 1 ) 计算。 = 2 2 4 c o s 口 ( 2 一1 ) 公式( 2 1 ) 是三相桥式可控整流电路的公式，是整流出来的直流电压值， 是输入整流桥的交流电压有效值，口是触发角。当把整流桥的可控器件换为二极 管时，即不控整流时口= 0 ，则三相不控整流的输出直流电压为： = 2 2 4 q c o $ t ；t = 2 2 4 x 2 2 0 5 1 4 ( v ) ( 2 - 2 ) ( 2 ) 额定状态下直流侧的平均功率只 本电源的额定容量为3 0 k v a ，功率因数要求大于0 7 ，此处计算取0 9 。考虑 到实际中功率开关管等会有损耗，效率取0 8 。 匕= 学= 3 3 7 5 x 1 0 3 ( w ) ( 2 - 3 ) ( 3 ) 直流电流平均值i d 厶：争= 3 3 7 5 x 1 0 3 6 4 ( a ) ( 2 川 ” u 5 1 4 、 整流电路元件选取需要从电流定额和电压耐量两个方面考虑。 电流定额： = 如厶= 1 5 x 6 4 = 9 6 ( a ) ( 2 - 5 ) 电压耐量： = 4 2 u = , 2 x 1 5 x 3 8 0 8 0 6 ( v ) ( 2 6 ) 其中k a l 、分别为电流、电压安全余量系数。u 为交流输入线电压有效值 考虑到输入电压的波动及降额使用，本系统选择了1 0 0 0 v 1 0 0 a 的整流模块。 2 3 2 逆变电路参数计算 电源额定输出为：电压u o = 2 0 0 v ，由于系统为三个相同的单相逆变电源并联， 北京交通大学硕士学位论文 每个单相全桥逆变电源容量为1 0 k v a ，功率因数按0 9 来计算，则每相功率为9 k w 。 考虑到实际中的开关损耗和滤波器的损耗，效率计算时取o 8 。则有【8 】： 逆变器功率： p _ 9 x 。1 8 0 _ _ _ _ 兰3 = 1 1 2 5 x1 矿( w ) ( 2 7 ) 峰值电流： j = 肷彳蜂压2 2 0 = 1 1 2 5 x 1 0 3x 1 5 1 2 x 压2 2 0 1 3 0 ( a )( 2 8 ) 其中：髟为过载因数，取值1 5 ，为安全系数，取值1 2 。 i g b t 选用1 2 0 0 v 1 5 0 a 的富士产品，型号为6 m b l l 5 0 u 4 b 1 2 0 。 2 4 缓冲电路 i g b t 关断时，电路中的分布电感会因i g b t 集电极电流的急剧下降产生极高 的开关浪涌电压。开关浪涌电压值超过1 g b t 安全工作区就会导致i g b t 损坏，因 此必须为i g b t 设置合适的关断缓冲电路( 也称吸收电路) 来抑制开关浪涌电压和减 小关断损耗【8 】【9 1 。 2 4 1 尖峰电压产生原理 产生过电压的原因主要是i g b t 关断或者二极管反相恢复时主电路电流变化 很快，由电路和器件中的杂散电感导致过电压的产生。在i g b t 关断时，主电路 中的电流迅速由负载电流变为零，电流急剧变化，则d i d t 很大，因而杂散电感会 感应出很高的电压，该电压与母线电压叠加，i g b t 关断时需要承受这两个电压 的和，因而i g b t 很容易会被损坏。 另外，与i g b t 反并联的二极管在导电结束后，不能立即恢复反向阻断能力， 如果有反相电压作用，则会有较大的反向电流流过二极管，使其内部残存的载流 子消失。当二极管恢复了阻断能力时，反向电流急剧减小，这时线路中杂散电感l 所感应的电压很大，也很容易损坏i g b t 。 缓冲电路之所以能减小i g b t 集电极发射极间的过电压，是因为它给回路电感 提供了泄能回路，降低了回路电感上电流的变化率。 2 4 2 缓冲电路设计 1 4 逆变电源设计 在实际的工程应用中，小功率电路一般可以在每个桥臂上并联一个c b b 电容 作为缓冲电路，大功率电路一般采用r c d 缓冲电路。本设计采用r c d 缓冲电路， r c d 缓冲电路又分为充放电型和放电阻止型两种，放电阻止型缓冲电路虽然能量 损耗较小，但过电压吸收能力远不如充放电型缓冲电路，本设计采用充放电型缓 冲电路，电路原理图如图2 1 1 所示。 i g b t 关断时c s 吸收的能量可写为： t i c v c e ( t r + t ) = 丢q 2 ( 2 - 9 ) 一= 一i - ，一一 ， o 、 式中，厶：集电极电流额定值( a ) o ：集电极发射极电压额定值( v ) o l ：集电极电流上升时间最大值( s ) o t ，：集电极电流下降时间最大值( s ) 。 本设计所选择的i g b t 模块是富士公司产品6 m b l l 5 0 u 4 b 1 2 0 ，由芯片资料可 知f ，= o 6 斗s ，0 = 0 3 i t s ，l = 1 5 0 a ，= 1 2 0 0 v 。 c s = 掣= 堕螋- 1 1 2 5 ( n f l 2 0 0 ) 。 ， 。、 黜必须使电容在导通时间内可放完电，且放电电流不能超过集电极电流的 1 4 ，则有： ：一 k 生i 虬 4，(2-1 1 ) 尺sc5 l js j 3 2 q b “4 姬 石是功率管的开关频率。 缓冲二极管的瞬态正向电压下降是关断时发生尖峰电压的原因之一，所以对 缓冲二极管的选择除要求反向恢复时间短外，还要求二极管的正向电压降比较低。 图2 1 1 缓冲电路原理图 f i 9 2 11t h es c h e m a t i cd i a g r a mo f t h es n u b b e rc i 袱l i t 1 5 北京交通大学硕士学位论文 2 5 中间直流部分 中间直流部分如图2 1 2 所示。整流出来的直流电压需要滤除高频和低频谐波， c 9 和c 1 0 是用来滤除高频谐波的，一般选用o 1 z f 或1 t f 的c b b 电容，电解电 容b c l 、b c 2 等用来储能，也可滤除低次谐波，由于直流母线电压峰值为5 3 8 v ， 选用的电解电容耐压值为4 5 0 v ，所以需要要用两个电容串联，为了防止串联的电 解电容分担的电压不平衡，需要连接分压电阻，如图中的r 1 和r 2 就是串联分压 电阻。 继电器k 1 和r r l 、r r 2 、并联就是为了在刚上电电阻起作用，防止给电解电 容的充电电流过大，当充电完成后，切除电阻，继电器工作，减小了功耗。 l d l 是用来指示母线电压的，通过1 0 m a 左右的电流时就能被点亮，r 3 1 0 、 r 3 1 1 等四个相同规格的电阻和l d l 串联就是用来限制流过l d l 的电流的。当母 线电压高于安全电压时，l d l 灯亮，否则，l d l 灯灭，这一是用来作为工作时指 示灯，也可以用来检修时看电解电容储存的能量是否放完，以免发生触电事故。 c n l 是用来在直流母线上将整流部分和逆变部分分开的，这样在调试的时候 两部分可以分开调试，正常工作时，c n l 的两个端子用导线短接起来，设计要求 功率因数要大于0 7 ，一般的不控整流加逆变电路工程上一般都可以满足这个要求， 如果要提高功率因数，可以再不增加硬件投资和改变整流方式的前提下，在c n l 的两个端子间接上滤波电容，使电流连续，减小谐波，提高功率因数。下面对直 流部分主要器件进行参数计算。 1 储能电容的设计 直流侧储能电容主要有以下作用： ( 1 ) 缓冲交流电网侧与直流负载侧间的的能量交换，且稳定直流侧电压； ( 2 ) 滤除低次谐波。 电解电容的参数通常按如下公式计算： c = ( 3 5 ) t r ,( 2 1 2 ) 式中r 为输入侧直流电压的脉动周期，r ，为直流侧等效负载电阻，装置的额 定功率最= 2 l k w 、电容上平均电压为玑= 5 1 4 v ，则 b ：堡：坐：1 2 5 8 q( 2 1 3 ) 。 尼 2 1 0 0 0 、。 直流侧为交流电压( 4 0 0 h z ) 经全波整流后的电压，则r = 2 5 m s ，代入式( 2 7 ) 可得： c = ( 3 5 ) r r l = ( 3 5 ) 0 0 0 2 5 1 2 5 8 = 5 9 6 9 9 4 ( , u f )( 2 1 4 ) 1 6 逆变电源设计 直流侧的电容值越大直流输出电压纹波越小，为了提供更稳定的直流母线电 压，同时考虑经济性，选取1 2 0 0 心4 0 0 v 的电解电容，型号为h c g f 5 a 2 g 1 2 2 y ， 如图2 1 0 中的c e l 、c e 2 。电解电容的等效串联阻抗( e s r ) 较大，高频特性不好，在 直流母线上并联0 1 心的耐压值为1 2 0 0 v 的极性c b b 电容，如图2 1 0 中的c 1 。 2 限流功率电阻的选择 充电限流电阻选择主要考虑电阻值和电阻功率两个方面。电阻值流电流即充 电初始给滤波电容的最大充电电流有关，初始电流不能超过电容所能承受的最大 电流，否则会缩短电容的寿命。电阻功率使用r c 一阶电路的分析方法计算充电的 各个时间段的耗散功率。 充电过程中电阻消耗的总能量为：形= f 等叼一丽7 d _ ，充电时间根据实际需 要选择，一般选择1 0 个周波的充电时间。充电阶段充电电阻的耗散功率为： 1卫 形= 妻c r ：c - o - er e )( 2 1 5 ) 、， 叼：直流母线电压( v ) ； c ：直流部分等效电容( f ) ； r ：充电电阻( q ) ； t ：充电时间( s ) 。 h c g f s a 2 g 1 2 2 y 的额定电流为1 0 3 a ，电容连接方式如图2 1 2 所示，共有 四组，所以充电阶段r r l 和r r 2 流过的最大电流为4 1 2 a 。充电电阻最小阻值为： k ：黑：塑：1 3 ( q ) 2 - 1 6 ) 2 瓦丽2 4 1 2 。1 烈s 印 均j c n l 睦o r 3 1 0 r r 2 b c 2b c 4b c 6 当b c 8i i ir 2j c 詈 ll 提侈 ； i l ir 3 l l 一o 、扣 昕 u n 给j i 谕i l lr 3 1 2 + 2 4 y曲2 4 v ( = c 9 募言 岛 u c l o = 直溺 鎏石r 3 1 3 = 鼠o 电月 霎石r 3 1 4 b c 7 f l r 1 矗 ll d i b c lb c 3b c 5 _ - 2 l n 早专 n 图2 1 2 直流部分原理图 f i 9 2 12s c h e m a t i cd i a g r a mo ft h ed c 8 e c t i 0 1 1 1 7 北京交通大学硕士学位论文 充电电阻选为1 5 ( i ，等效电容为2 4 0 0 r t f ，充电时间选为1 0 个周波，0 0 2 5 s 则充电阶段充电电阻的耗散功率为： 1 一 ! ! 堡丝! w = 去5 3 8 2 x 2 4 0 0 x 1 0 - 6 x ( 1 - e 协2 栅妒) 1 3 0 ( w ) ( 2 1 7 ) z 选用3 0 f l ，7 5 w 的两个绕线功率电阻并联作为充电限流电阻，如图2 1 2 中的 r r l 和i 毗所示。 2 6 输出滤波电路 对于逆变器输出滤波器的设计，要使输出电压的谐波含量小，滤波器的阻频 特性好，体积小，重量轻，消耗的功率小【1 0 1 。l f 和c f 组成了l c 滤波器，如图2 8 所示，r 是负载，滤波之前的电压v i 是逆变桥的输出的脉冲电压波，滤波之后的 电压是输出电压v o ，i 、i c 和i o 分别是滤波电感k 滤波电容c f 和负载r 中的电 流。 上圪 ，= 毒= 一= 南8 ， ： 竺： s 2 + 2 善国。s + 国 2 舯2 南硅啪鼢粹； 善：上生，是阻尼系数；7 2 r 、c ， 1 8 逆变电源设计 滤波器的截止频率和截止角频率分别为： 五2 丽1 ( 2 - 1 9 ) m 一 !( 2 2 0 ) 铲丽 为了使滤波效果好同时又不会引起谐振问题，截止频率必须要远小于p w m 电 压中的最低次谐波频率，同时又要远大于调制波频率。因为载波频率厂要比基波频 率大得多，所以一般取载波频率的1 1 0 - 1 1 5 为截止频率，此时截止频率仍远大于 基波频率。 确定了截止频率后，要确定l f 和c f 的参数还需要另外一个条件，这里从滤波 器输出电流变化率的角度得到第二个条件。滤波器的输出电流最大脉动可以表示 为： m u ：( v , i - v o ) s r r ( 2 2 1 ) l f 式中，v i 为输入电压，即逆变器直流侧电压值，圪为输出电压，m 为调制度， r 为开关周期，即载波频率厂的倒数，l f 为滤波电感。 载波比足够大时，可以近似 ：堡 (222)m 2 2= ( 2 一 则可得： = 学和( 2 - 2 3 ) 在v o = 0 5 v i 时，i 一取最大值，则： 叱= 罢 ( 2 - 2 4 ) 可得： = 是 协2 5 ， 由于 = 邓警 沼2 6 ) 其中，u 曲是稳压电源输入电压最小值，n - 1 9 北京交通大学硕士学位论文 。= 避 ( 2 - 2 7 ) 这样，联立式( 2 1 9 ) 和式( 2 2 7 ) ，由逆变器直流侧电压值、载波频率、电 流纹波系数、补偿电路最大补偿功率，可以求出厶和。的值。 本课题中，设逆变器的输出电流纹波系数为r t = 1 0 ，逆变器直流侧电压是 5 1 4 v ，则k = 5 1 4 v ，输入市电电压最小值u i m i n = 3 8 0 ( 1 1 0 ) = 3 4 2 v ，p 一= 1 0 k w ，输出电压基波频率产4 0 0 h z ，载波频率石= 1 2 k h z ，取截止频率以= ( 1 1 0 ) f c ， 可计算得厶= 2 5 0 1 x h ，c ，= 31 0 9 f 。 2 7 本章小结 本章针对设计要求进行了逆变电源的整个系统的设计，主要包括整流部分、 逆变部分、输出滤波和直流环节的设计。整流采用不控整流，使用二极管和功率 电阻并联的方法来限制启动时的过电路，也