（通信与信息系统专业论文）高稳定度的脉冲取样锁相振荡源的研究.pdf

ab s t r a c t wi t h t h e d e v e lo p m e n t o f r a d a r , c o m m u n i c a t i o n , m e a s u r e m e n t a n d c o n t r o l t e c h n o l o g y , t h e r e a r e m o r e a n d m o r e r e q u i r e m e n t s o n t h e p e r f o r m a n c e o f t h e m i c r o w a v e fr e q u e n c y s o u r c e i n t h e f i e l d s s u c h a s f r e q u e n c y s t a b i l i t y , fr e q u e n c y p u r i t y , f r e q u e n c y s c o p e e t c . i t i s f a i r l y i m p o r t a n t t o t h e fr e q u e n c y s t a b i l i t y o f l o c a l o s c i l l a t o r s t o e n h a n c e t h e p e r f o r m a n c e a n d r e l i a b i l i t y o f t h e m i c r o w a v e f r e q u e n c y s o u r c e . t h i s d e s i g n a tt e m p t s t o r e a l i z e h i g h s t a b i l i t y l o c a l o s c i l l a t o r b y s a m p l i n g p h a s e l o c k e d l o o p . t h e m a i n c h a r a c t e r i s t i c o f t h e s a m p l i n g p l l i s u s i n g s a m p l e - a n d - h o l d p h a s e d e t e c t o r , a n d t h e r e s t k e e p s t h e s a m e a s t h e c o m m o n p l l . i n r e c e n t y e a r s , w i t h t h e d e v e l o p m e n t o f a b r u p t r e c o v e ry d i o d e , t h e s a m p l i n g p l l a t t h e f r e q u e n c y o f 1 g h z i s r e a l i z e d . t h i s d e s i g n i s t o b u i l d a n 1 g h z s a m p l i n g i l l o s c i l l a t o r . i n t h e s a m p l i n g p l l , w e t h i s u s e s i n u s o i d a l t y p e p h ase d e t e c t o r a rt i c l e o ff e r s a d e t a i l e d a n a l y s i s a b o u t s a m p l i n g p h as e d e t e c t o r a n d v o l t a g e - c o n t r o l l e d t h e p r i n c i p l e o f p u l s e g e n e r a t i o n , o s c i l l a t o r a n d d e s c r i b e s t h e d e s i g n p r o c e d u r e a c c o r d i n g t o t h e a n a l y s i s . t h e s p e c i f i c a t i o n s a r e l i s t e d a s f o l l o w i n g 1 . o s c i l l a t o r o p e r a t i o n r a n g e : 1 g h z 2 . f r e q u e n c y i n c r e m e n t s t e p : 1 0 0 mh z 3 . f r e q u e n c y s t a b i l i ty : 引x 1 0 - 6 4 . o u t p u t p o w e r : _ 4 0 m w i n t h e l a s t p a rt o f t h i s a r t i c l e , s o m e i m p r o v i n g m e t h o d s a r e p r o p o s e d . ke y w o r d s :s a m p l i n g p d p u l s e v c o p l l 南开大学硕士研究生学位论文 第一章概述 第一章概述 微波振荡源是微波机的心脏，这样比喻振荡源的重要作用是恰如其分的。不 仅如此 根据国内外统计资料表明: 微波振荡源的故障率占整机故障率的第三位， 因此引起普遍的重视。 随着微波接力通信、卫星通信以及雷达技术的迅速发展，对微波本振源的性 能和可靠性提出了更高的要求。 提高微波本振源的性能和可靠性的关键措施之一是减少倍频次数，在这方面 可行的方案有腔控振荡源和锁相振荡源，前者结构简单，但其频率稳定度 ( 频稳 度) 只能达到1 0 一 到l o - ， 数量级，满足不了主干线微波接力通信和精密雷达技术 的要求;后者性能完全满足要求，结构也不太复杂，因此，近年来在国内，微波 锁相振荡源迅速地发展起来。目前，各种型式的锁相振荡源已正式应用于主干线 和支线微波接力通信、卫星通信，精密雷达技术以及许多仪表设备中。 除此之外，还可以在工艺上减少插接件，实现振荡源的单元化;在电气上使 部件实现宽带化和小型化。 减少倍频次数，对于降低振荡源的调频噪声和减少功率下掉等十分有效，这 是由 于每n 次倍频要使调频噪声增加2 0 1 o g n ( d b ) ; 而且倍频器的 功率下掉比较严 重。 要减少倍频次数，可在 1 g h z直接产生振荡，然后用锁相的办法稳频。只要 能搞好 1 g h z锁相振荡源，则 2 g h z , 4 g h z , 6 g h z等振荡源，都可以在 i g h z 锁相振荡源的基础上分别通过二、四、六次倍频获得。 i g h z锁相振荡源可以是注入锁相，也可以是环路锁相，注入锁相在技术上 比较简单，但在噪声性能和可靠性方面不如环路锁相。 实现 1 g h z环路锁相的方案很多，这些方案的共同特点都是采用低频鉴相、 高频锁相。低频鉴相可以 用集中参数的电路实现，不但体积小便于实现小型化， 而且与高频可以直接连接:减少了插接件。提高了可靠性。而高频鉴相必须用分 布参数 ( 如带状线或微带线)的倍频器和鉴相器，这样不但体积庞大，又附加了 许多插接件，可靠性比较低。 南开大学硕士 研究生学位论文 第一章概述 一、混频方案 如图1 - 1 所示，只要将压控振荡器的 1 g h z 信号和由1 0 0 mh z晶振经过9倍 频后的9 0 0 mh z 信号混频到 1 0 0 mh z( 这个 1 0 0 m h z 信号仍然保持了压控振荡器 的相位变化) ，就可将这个 1 0 0 mh z信号w 。 与晶振参考信号。 ( 1 0 0 mh z )进行 鉴相，并由鉴相输出的误差电压 ( 经低通滤波器) 对压控振荡器进行锁相。显然， 鉴相是在低频 ( 1 0 0 mh z ) 进行的，因此，实现了低频鉴相和高频锁相。 图i - i i g h z 混频方案的 环路锁相方框图 这个方案在技术上比较简单，与高频直接鉴相的方案相比，它把鉴相移到低 频，这样做，只是加了一个 1 g h z的混频器，这在技术上比较容易实现。但和其 他方案相比，这个方案的结构比较繁琐，而且倍频器和混频器属于高频器件，体 积大、插接件也多，容易出故障。 二、倍频锁相方案 如图 1 - 2 所示， 这种方案是将 1 g h z 压控振荡器的信号经分频器得到 1 0 0 mh z 的。 。 ( 这个 1 0 0 mh z 信号的相位变化也只是1 g h z 信号的1 / 1 0 ) 。 然后将 1 0 0 mh z 的信号。 。 与晶振参考信号r a 进行鉴相，从而去锁定 1 g h z压控振荡器的相位， 实现了低频鉴相和高频锁相。 其中， 分频器可以用隧道二极管做成负阻振荡器( 其 振荡频率为 1 0 0 mh z ) 。由压控振荡器来的 1 g h z信号注入该振荡器，控制该振 荡器的翻转点，从而达到分频的目的。 图 卜 2 i gh z 1 a f a , a 1 相万菜万框田 这种方案在结构方面比混频方案简单，分频器也是集中参数的电路，不难实 现。然而必须注意，分频器同时也把压控振荡器的相位变化分成原有的 1 / 1 0 ，才 和参考信号的相位0 1 进行鉴相，这相当于把压控斜率减小为原有的 1 / 1 0 ，这样环 路增益也下降 1 / 1 0 ，必须在环路中加直流放大器，才能确保环路有足够宽的锁定 带宽。加了直流放大器就有零点漂移问题。 南开大 学硕上 研究生学 位论文 第_章概述 三、取样锁相方案 近年来， 由于用阶跃恢复二极管产生毫微秒脉冲并不困难， 因此， 实现了1 g h z 以上的取样锁相方案。如图 1 - 3 所示，先将晶振来的1 0 0 mh z 正弦信号， 经过阶 跃恢复二极管转换成毫微秒脉冲，该脉冲的重复频率和 1 0 0 mh z 晶振信号完全一 图 1 - 3 1 g h z 取样锁相方框图 致，这样， 这个脉冲的相位就成为参考信号的相位o l ,取样鉴相器由取样器和保 持电路两部分组成。 取样器就是用开关管构成的门电 路， 它的作用好比被1 0 0 m h z 参考脉冲周期性接通的“ 开关i ， 当这一“ 开关” 接通时， 由 压控振荡器来的1 g h z 正弦电压被送至鉴相器的输出 ( 即是取样) ，该电压一直被保持到 “ 开关”再一 次接通，如此持续进行，形成误差电压。这样，如果压控振荡器的频率。 。 恰好 是a s( 参考频率)的整数倍，则误差电 压u d = 直流;如果co 。 不等于n no， 则u d = 交 流。这样，从误差电压u d 来看，取样鉴相和正弦鉴相很相似。有了误差电压u d 就可以对压控振荡器进行锁相。 这种方案除了压控振荡器是高频部件外，其余都可以用集中参数的电路构 成，系统的结构也比较简单，便于实现小型化。其次，取样锁相的突出优点是它 的 灵活性， 例如一个宽带取样鉴相器 ( 由0 至 1 2 g h z ) ， 可以 用 i o o m h z 脉冲作 为参考信号，对 i g h z , 2 g h z , 4 g h z , 8 g h z , 1 1 g h z 等各个频段的压控振荡器 直接进行取样鉴相和锁相。 不仅如此，取样锁相己在微波扫描仪、取样示波器、矢量电压表、中频综合 测试仪等各种现代仪表中广泛应用，而且在卫星通信地面站中用作本振源等。因 而是很有发展前途的方案。 它的缺点是取样鉴相的效率比较低，致使鉴相斜率比较低，因此必须在环路 中加上直流放大器，才有足够的锁定带宽。加了直放，就有了零点漂移问题。 南开大学硕士学位论文 第二章取样 锁相振荡源的基本原理 第二章取样锁相振荡源的基本原理 第一节环路组成及工作原理 取样锁相环的基本组成如图 2 - 1所示。由图看出，取样环与普通模拟环不同 之处在于用取样保持鉴相器代替了 普通模拟鉴相器。图 ( a )是 参考脉冲f对压 控振荡器输出正弦 波f o 进行取样。若f o 预调在m f . 附 近， 则 环路锁定 后， 有 f o = 可( 2 - 1 ) 所以相当于一个倍频器。 - 8 v - . 样保 持盆 相器 r一一 一 一一一 一一- 1 图2 - 1脉冲取样锁相环方框图 图 ( 6 ) 是压控振荡 器经整形后的 脉冲f 。 对参考正 弦波厂进行取样， 若f 。 预 调在f / 。 附近，则环路锁定后， 有 f o = f . / n ( 2 - 2 ) 所以环路相当于一个分频器。 这种倍频与分频环路主要在波道数少的简单合成器及微波频率源中得到广泛 应用。由于两种环路的分析方法完全相同，故本节只讨论取样倍频环路。 既然取样锁相环的特点是用取样保持鉴相器取代了普通鉴相器，因此只要对 取样保持鉴相器的原理搞清楚了，环路的分析也就不难了。 南开大学硕士 学位论文 第二章取样锁相振荡源的基本原埋 取样保持鉴相器通常由 取样器和保持电 路组成，其原理电路如图2 - 2 所示。 取样器实际上是一个开关，取样脉冲控制此开关周期地闭合，对输入信号进 图2 - 2取样保持鉴相器示意图 行取样。通过取样来比较取 样信号与输入信号的相位， 输出的取样点电压是与两个 信号相位差有关的离散电 压。保持电路使取样电压在 取样ir a i 隔内保持直到下次取 样时刻。当输入信号与取样 脉冲同频 ( 或成整数倍)时，保持电路将输出一个直流电压。 当两个频率不同或不成整数 倍关系时，保持电路将离散的样品电压变成连续的阶梯电 压，从而大大提高了取 样鉴相器输出电 压中的平均误差控制成分，提高了环路控制能力，对降低纹波输 出也十分有利。取样保持鉴相器输出的误差控制电压经环路滤波器后，对压控振 荡器的频率与相位进行调整。 只要压控振荡器的频率f o 在取样脉冲频率的m次 谐波附近， 就可能通过环路本身的控制作用使f o 锁定在f的m次谐波附近上， 从而实现了取样倍频的目的。 在固定频率输出的取样倍频器中， 通常是m很大的， 可以从几十到几千甚至更高，因此这种取样倍频环可获得很高的倍频次数。 取样保持鉴相器的优点是电路简单、纹波输出较小 ( 有资料称可对输入信号 衰减 8 0 d b以上) 、线性范围大 ( 1 8 0 0 或3 6 0 0 )倍频次数高，因而它在频率合成 技术尤其是在微波频率源中获得了广泛的应用。 取样保持鉴相器电路形式很多，但在任何形式的取样保持鉴相器中，取样开 关和保持电路都是必不可少的，取样开关可以是二极管、晶体管、场效应管或运 算放大器集成电路。保持电路一般为电容器。 根据取样波形的不同，取样保持鉴相器的鉴相特性有正弦形、锯齿形和三角 形等。在取样倍频环路中，一般都采用正弦鉴相特性。数字式合成器中，多采用 锯齿波或三角形鉴相特性。 南开大学硕士学位论文 第二章取样锁相 振荡源的攀本 原理 第二节脉冲形成器 脉冲形成器是用来将晶振放大来的正弦电压转换成窄脉冲输出。目前，利用 阶跃恢复二极管的电 流阶跃 特性， 很容易 将5 m h z , i o m h z , 5 o m h z ， 以至i o o m h z 的正弦电压转换成脉冲宽度在毫微秒量级的窄脉冲。 ( 一)脉冲形成的物理过程 应用阶跃恢复二极管形成窄脉冲，他的主要机理就是利用半导体中的电荷储 存效应。 当p - n 结 加 上正向 偏置 时， 则p 区 的 空 穴就 会 注入n 区， 逼 供逐步与电 子复 合;同 时， n区的电 子也要 注入p区， 并与空穴逐步复合， 换句话说， 跨越阻 挡 层的少数载流子不是一下子被复合，而是要在阻挡层两侧储存一定时间，这就是 电 荷储存效应。 电荷储存效应不论在直流或在交流都存在，只不过在直流或低频时，它不起 作用，然而当所加信号的频率升高到其周期 t可与寿命: 比拟时，就必须考虑它 的作用了，例如当加在二极管上的输入信号为 1 0 0 mh z时，信号周期 t仅为 0 .0 1 p s ，比寿命: 短得 多， 这样， 在电 压的 正 半周内，二 极管正向导 通时 少数 载 流子复合的很少，几乎全部被储存下来， 这时，当电压转向负半周时，这些被储 存下来的少数载流子， 在反向电 压作用下， 各自 返回到p 区和n 区， 形成反向电 流，这样，储存电荷一边返回原地一边被复合，直到储存电荷消失殆尽，反向电 流为零，这时，二极管才由导通状态转入截止状态。 对于普通二极管，特别是开关二极管，我们总是希望他们呈现正向导通、反 向 截止状态，而不希望它们存在反向 导通状态，因此，储存效应应极力排除，因 此可以采用在半导体中掺金或构成肖 特基势垒二极管，以便大大降低载流子寿 命: 。如图 2 - 3 ( a )所示，当普通二极管加上正弦电压u ! 时。只要其载流子寿命 : 和外加电 压的周期相比 可以 忽略不计， 则 在电压的正半周内， 储存电 荷已 被复 合殆尽，这样，在负半周，二极管截止，二极管上只有很小的反向暗电流，其电 流波形如图2 - 3 ( b )中的7 l a 阶跃恢复二极管和普通二极管不同，他要利用电荷储存效应产生窄脉冲，因 此，它采用的半导体材料和掺杂浓度分布，有意地使其载流子寿命尽量加长，而 且还使得半导体在正向导通时形成自 建减速场，该自 建减速场使得储存电 荷大都 南开大学硕士学位论文 第二章取样锁相振荡 源的基本原 理 集中于阻挡层界面附近。 这样，在外加电 压的正半周， 阶跃二极管正向导 丫1吸、11 u . 岛 仗q 洛 卜 ) 通， 储 存电 荷 大 部、 a ) 电 路( b ) 电 流 、 电 压 波 形 集 中于阻挡层附图 2 - 3 阶 跃 恢 复 二 极 管 与 普 通 二 极 管 的 比 较 近。当外加电压转 向 负半 周时， 所 有 储 存电 荷 返回 到p 区 和n 区 所 需的 时 间 很相 近， 因 而储 存电 荷 恢复过程非常迅速，反向电流跃变为零，出现阶跃式的电 流恢复状态。 再来看二极管上的电压，在正向导通期间，二极管上的电压等于正向结电压 笋 ， ， 在反向导 通期间，由 于p - n结阻挡层内 的电 荷和在阻 挡层界面上的大量储存 电荷都像电容器上的电荷一样不可能突变，因而二极管两端的电压也不可能突 变，因而在正、 反向 导 通期间， 二极管上的电 压始终等于正向结电 压办，当管子 内部储存的少数载流子消失殆尽，反向电流跃变为零时，二极管跃变为截止，电 压由办 。 陡 直跃降为负的 最大值， 此后将随输入电 压而变， 直至输入电 压再次转入 正向 导 通， 电 压又 变 成正乒 、 ， 这样， 在输入正 弦电 压的 每一 个周 期中， 形成 一个 反向窄脉冲。 综上所述，我们可以把阶跃恢复二极管的上述特性，概括为两种阻抗状态: 在正向导通和反向导通期间，该二极管的阻抗状态不变，均为很小的阻抗，因而 南开大学硕士学位论文 第二章取样锁相振荡源的基本原理 近似为短路状态，在反向截止期间，二极管呈现为一反向结电容c。在实际电路 中，为了获得更高更窄的窄脉冲，常用一个电感l与阶跃管串联。 当正弦电压加到阶跃二极管上时， 在正半周，二极管的正向阻抗近似为短 路，因而在回路中产生一较大电流1 。 ， 并构成电荷储存;在负半周，这些储存 电荷便要倒流，形成较大的反向电流i l , 这种正、反向电流要在激励电感中储存 起能量。只是在负半周的一小部分时间 内，由于储存电荷返回原地，造成电流 突然截止，这时二极管呈现高阻状态 ( g) 。这时储存在 l上的能量，将通 图2 - 4阶跃管的1 匕 流电压波形 过c充电后又放电，形成反向振荡波形。当此振荡电压又变成到正半周时，二极 管又导通，振荡停止。如此周而复始 一次， 全一致 形成一个反向尖脉冲。显然， ，在正弦电压每一周期内，阶跃管突然截止 该脉冲的重复频率与正弦信号的重复频率完 在上述过程中，二极管的电流、电压波形如图 2 - 4所示。其中，在正、反向 导通期间 ( 占一个周期的大部分) ，阶跃二极管呈现短路，这时，二极管两端电 压近似为o f ， 在反向 截止期间， 二极管 呈现高阻 状 ( c) ，电感中的储能向g充 电后又放电，构成振荡，在二极管两端形成一反向脉冲电压e r a ( 二) 脉冲的处理 脉冲的处理包括将脉冲变窄和将单极性脉冲转换成正、反向对称脉冲。 1 、将脉冲变窄 为了获得更窄的脉冲，以 便对频率更高的压控振荡器电压取样，往往采用脉 冲的反射波与入射波抵消的办法，将脉冲变窄。 在阶跃管输出端a点并联一条终端短路的微带线1 ( 1 可以直接在印刷电路板 上腐蚀出来) ，可以使脉冲变窄。当 a端形成脉冲时，该脉冲要经微带线的终端 反射回来，在始点处，其入射波与反射波的图形如图2 - 6 所示，其中反射 南开大 学硕士学位论文 第二章取样锁相振荡源的基本原理 波的倒相是由于微带线终端短路 ( 接地)造成的， 反射波的延迟时间r ! 是由于 沿微带线的传输引起的。入射波与反射波在a端相加，其阴影部分反向抵消，故 合成波如图2 - 6 ( b )中所示。 显然，只有延迟时间r ， 选得合适，才能得到满意的结果。t : 过大，反射波不 能与入射波抵消，造成合成电压出现很大的反向过冲;t i 太小，二者抵消过多， 使合成电压幅度大大下降。调节i 的长度就可以得到合适的t : 值，这可以用实验 确定，也可以用下式近似计算: t i = 2 1 / v ( 2 - 3 ) 其中 v 为电压波在微带线1 中的传播速度，及 是微带线的等效介电常数，c 为光速。 2 、获得一对称的取样脉冲 桥式取样器和平衡取样器都需要用 对称的取样脉冲打开，以保证在误差电 压输出点和压控振荡器的接入点上没有 u p t t lt l i u . 0) u;vv“ 。 人 。，。 ( a )电路图 b )波形图 图2 - 6用微带线使脉冲变个 图2 - 5利用传输线变压 器转换成对称咏冲 剩余脉冲，否则，在误差电压上叠加了 剩余脉冲会影响环路的正常工作;压控 振荡器接入点上的剩余脉冲会把参考源的噪声直接引入压控振荡器而输出。为 南开大学硕士学位论 文 第二章取样 锁相振荡源的纂本原理 此，需要将单极性脉冲转换成尽量对称的正、反向 脉冲。 这里利用传输线变压器转换成对称脉冲，传输线变压器的特点是:两线圈中 的电流幅度近似相等方向相反，因而每线圈中的自 磁通与另一线圈感应过来的互 磁通等值反向，刚好抵消。这时，相邻两线圈之间只剩下漏感l 、 和分布电容c , , 单位长度的l 、 和c 确定了传输线的特性阻抗 ( 2 - 4 ) 由于其特性阻抗与频率无关，只要在匹配条件下，它可以传输很宽的频谱。 必须强调，用传输线变压器倒相的关键之一是必须用低频磁环绕制。 第三节取样鉴相器 取样鉴相器是用来将压控振荡器的 信号u u ( t ) 和取样脉冲u ,( t ) 之间的 相位差转 换成误差电 压输出。可以 是单管的，双管平衡式的， 也可以是四管桥式的。其中 不论哪一种电路，都包含取样器和保持电路。 如图2 - 7 是一个典型的正弦形取样保持鉴相器。它由四个二极管组成一个平 图2 一 7桥式取样保持鉴相 器 衡电桥作为取样开关，c h 是保持电 容。v r ( t )是由参考频率形成的取样脉冲， v o ( t ) 是由 压控振荡器送来的正弦波。 四个二极管平常是不导通的，当幅度一定的取样脉冲到来时，四个二极管全 部导通， 正弦波电 压* ( t ) 通过d i , d 3 和d 3 , d 。 两 路对保持电容c h 充电， 很快 充到取样瞬间的正弦波电压值， 即是对正弦波电压进行取样。 取样脉冲过去以后， 由于r i c i 上整流电压的偏置作用，使二极管都处于截止状态。这样电容器c h 一 南开大 学硕士学位论文 第二章取样锁相振荡源的基本原理 边为不导电的二极管 ( 具有很高的反向电 阻) ，另一边是高 输入阻抗的场效应管， 充电电荷泄漏很小，所以在取样间隔期间起到了电压保持作用。当第二个脉冲到 来时，又重复上述过程。每次取样时，电容c h 上得到的样品电压值，由取样时刻 取样脉冲与正弦波电压的相对位置所决定。也就是取决于两者的相位差大小与极 性，因而起到了鉴相的作用。 下面分析这种取样保持鉴相器的鉴相特性。为简单起见，假设取样保持是理 想的，即取样脉冲宽度、信号源内阻、取样开关内 阻均为零; 取样开关的反向电 阻、保持电容的漏电 阻及场效应管源极输出 器的输入电阻均为无穷大。 若加到鉴相器上的取样脉冲信号， 用单位脉冲序列表示为 v .( t ) = 艺s ( t - n t . + t i) ( 2 - 5 ) 式中t . = 1 f . 为取样脉冲周期;t ， 表示初始时延，其对应的初始相移 b i 二 ( 2 ) r t ) t r 。 被取样的正弦波表示式为 v o ( t ) =v o s i n ( co o t + b o ) ( 2 - 6 ) 当f 。 约 为f的m倍时， 上式可 写成 v o ( t ) =v o s i n ( m q h t + b 2 ) ( 2 - 7 ) 式中0 2 = ( w o - m ) t + b a 为以 m o o t 为参考的瞬时相位。 在。 。 相对于m 0 ) , 有固定频偏值 情况下，鉴相器的取样过程如 图所示 。取样发生在时刻 t . = n t . 一 。 。 所以 只需 将a 代入 ( 2 - 7 )式，即可得到理想取样 理想正弦电压 图 2 一 8 ( a ) ( c ) 口。 一mq ) ,等于ii i 定值时，取样过程波形 输入信号 波形( b ) 取样咏冲 鉴相器输出电压波形 时 ( 取样开关的内阻为零)取样点电压的电压值为 叫 。 (。) 一 。 osinm 2 ; r_ - ( n i r 了 卜 - 南开大 学硕士学位论文 第二章取样锁相 振荡 源的基本原理 = v o s i n ( 2 m n i r + 9 2 一 m o t) = v o s i n ( b 2 一 m 10 1) = v o s i n 6 l ( t ) ( 2 - 8 ) 式中e .-( t ) = ( c o 。 一 m c o r ) t + 8 。 一 。 b i = ( co o t + b o ) 一 ( m c o t r + m o t) 为压控振荡器输出正弦波信号与取样脉冲信号m次谐波之间的相位差口 上式表明取样点的电压值与相差跳的正弦成比例。 当c o o = m a h 时，8 - 二 8 。 一 m o t ，说明取样点电压值是不随时间变化的。 当c o 。 不等于m co , 时，取样点电压随时间变化，通过保持电路，鉴相器输出就 成为时间上连续的正弦型阶梯电压。如图2 - 8 中所示。 由这些波形可以 看出:通过保持作用，取样输出经环路滤波器平滑后输出 的误差控制电压较无保持电 路时有很大提高，同时取样产生的脉冲泄漏及高次谐 波成分受到很大的抑制; 保持电路也使经过环路滤波器平滑作用后输出的正弦 误差控制电压波形相对于理想正弦电压波形产生了一定的相位延迟，这对环路性 能将带来不利影响。 为了分析保持电路的影响，我们可以把取样点电压值在取样间隔内保持，看 成是两个有相对时延t , 的正负单位阶跃电压之和，再乘以取样点电压值。这是一 种理想保持。 两个有相对时延t , 的正负单位阶跃电压如图 2 - 9所示。它们的拉氏变换分别 为l s 和一 e - r ., s 。 喇卜一 图2 - 9理想保持的表示方法 因此，保持电路的传递函数为 。，、 i 一e - t , uro t s ) = s ( 2 - 9 ) 南开大 学硕士 学位论文 第二覃取样锁相振荡源的基本原理 保持电路的频率特性为 g h ( j a a w ) 1 一 e - 1 s 并考虑到t , 1 一e . , o . = 一一 ( 2 - 1 0 ) j a w 式中 c o = w 。 一 m w r 为方便起见，下面将 w换成w= 2 刁cu , ，则有 g h ( j c o ) 2 ) r s i n 二 ( 叼。 ) 二 w / w v- e 一 价 耐沙 ( 2 - 1 1 ) 保持电路幅频特性为 ig ( j w ) i2 r r i s i n 二 ( 。 / 。 ) “ w r ( w l w r) ( 2 - 1 2 ) 相频特性为 l g ,( j w ) = 一 二 ( 叼。 ) + k ; r ( 2 - 1 3 ) 其中k w r _ cs s ( k 十 1 ) w , ，k = 0 ,1 2 . . . . . . 理想保持电路的性能如同一个低通滤波 器。 如图2 - 1 0 所示。 在 。 = 。 处 ， i g n ( j w ) 卜。 l g h ( j 叫 = - ) r ; 在 。 = 耐2 处 ， i g ( j w ) 卜0 .6 3 6 ( 2 习 。 ) ，图 2 - 1 0 f$ 想 保 r j:的 幅 相 频 特 性 l g n ( j 动= 一 到2 ; w 。 时 ， ig ,( j w ) 卜2 z / ca 】 l g i,( j w ) 、0 。 所以 适当地选择取样脉冲的频率w , 是个重要的问 题，若使w r 远大于环路带宽 ( 或。) ，则环路增益加大了2 习，倍， 而带给环路误差控制电压的附加相移可 以忽略不计，对环路的稳定性不会有什么重大影响。 必须指出，( 2 - s )式是假定取样开关内阻为零时导出的取样点电压值。实际 上， 取样开关电阻r ， 是存在的，它与c h 构成一个时间常数，必然使实际取样点 电压低于理想情况下取样点电压。若令取样效率k 为 南开大学硕上 学位论文 第二章取样锁相振荡源的基本原理 尤 = 实际取样点电压 理想取样点电压 ( 2 - 1 4 ) 可以证明 k , = 1 一 e - t l a ,x ( 2 - 1 5 ) 式中r d c 、 为开关电阻与保持电容的时间常数;t r 为取样脉冲的实际宽度。 通常k 1 。同时计及取样效率和保持电 路的传递函数，则取样保持鉴相器实际 输出的误差控制电压写成 v d = k ,v o s i n 决g( p ) ( 2 - 1 6 ) 这 样 ， 取 样 保 持 鉴 相 器 就 可 以 用 一 个 正 弦 特 性k ,v o s in *i, 取 样 开 关 与 保 持 环 节 g h ( p ) 的串 联等效， 如图2 - 1 1 所示。 脚9 1 -一-一卜 k vosin() o- i 巨 in(p ) 取样开关 图2 - i i取样保持鉴 相器的等效模型 由此我们可以得到取样倍频环的环路相位模型，如图2 - 1 2 所示。 取样保持鉴相器 g( p ) 日 f ( p ) 图2 一 仪有正弦鉴相特性的 取祥倍频环相位模型 若b很小，s i n 6 l, 二 o ll ，则由上图可得线性化模型，如图2 - 1 3 和普通锁相环路模型相比， 此图多了一个保持环节g ,( s ) ， 它会使环路的开 环总增益和总相移发生变化。特别是附加相移的引入，有可能使原来无条件稳定 的 二 阶 环变 为 不 稳 定。 比 如， 当。 = 耐2 时， 由 于。 ( 1 -q ) 项 的 相 移为一 习 2 ， 此 1 4 wi 旦 竺r 选 竺 生 竺 - 竺 燮 塑 坐 鱼 型 些 些 丝 矍 一 一 时即使不考虑环路滤波器引入的相移，环路的开环相移已达到一 二。如用波特准 则来判断环路稳定性，为使环路稳定， 则 要求在。 = 。 户时环路的开 环总增益必 须满足 ih . ( j co ) la = ， 2 1 ( 2 - 1 7 ) 环路的开环总增益可写成 ih ( j o) ) i = .k v ot .k o s in )t ( co / m .) 。 二 ( 耐m ,i f ( j co ) i ( 2 - 1 8 ) 由 上式 看出，如果环路滤波器的截止频率比 较低， 使f ( j a o ) 对。 / 2 成分有足 g ( s )日 f ( s ) 曰 k a / s 图2 - 1 3取样倍 频环线性相位模型 够大的衰减， 或者说环路带宽比较窄， 环路自 然频率。 ， 耐2 ，那么稳定条件 ( 2 - 1 7 )式就有可能满足，从而保证了 环路稳定。这是选择。 ， 时所必须注意的一 点。 当 选。 耐2 ，即满足叼c , r ( m / t o . ) 二 ( w / o -) l g h ( 仰) -4 0 ( 2 - 1 9 ) 环路最终相位模型变成下图所示。与普通模拟环的线性相位模型完全相同。 卜然 1阵|显 f ( s )k ws 图 2 . 1 4取样倍频环线性相位模型的简化形式 南开大学硕士 学位论文 第二章取样锁相振荡源的基本原理 图中k 。的 情况。 如果不 满足。 s 2 ， 则由 于 冠1 st n - 公 滋 公 ko k洲 。、 2 -( r a d / s ) ( 3 - 2 6 ) 2 、同步带 。 压控振荡器自由振荡频率co 。 的另一种变化，是由于环境温度变化所引起的 。 。 的 慢 变 化 ， 描 述 。 。 慢 变 化 的 指 标 是 压 控 振 荡 器 的 长 期 频 稳 度 全 o ) o 。 田 o 我们把环路在锁定状态下缓慢增加起始频差直至失锁时的最大起始频差 。 。 ，叫做同步带 o )h 。 取样锁相环路的同 步带 o co h = k ,( 环路直流增益)( 3 - 2 7 ) 其中k = k o k w 1 ( 3 - 2 8 ) 显然在锁定条件下，只要温度变化所引 起的最大起始频差 c o o a w i. ，则环路不可能立即入锁，即处于失锁状态。 在失锁状态下，只要 起始频差 cu 。 不太大，取样锁相环路也可以使压控振荡 器的频率逐步牵引入锁。这种靠环路的频率牵引能使环路最终锁定的最大起始频 差，叫做捕捉带 w v o 取样锁相环路的频率牵引过程是这样的:在失锁条件下，由于压控振荡器的 w o # n w，造成起始频差 。 。 二 n 。一 。 o # 0 ，因而有误差频率0二 n 。一 w o ，这 时，取样鉴相输出u ,， 二 交流，经直流放大器和低通滤波器以后，所得控制电压u c 仍为交流，交流的u 。 要使压控振荡器调频。压控振荡器的调频电压u 。 又回到取 样鉴相器， 被取样脉冲所取样， 这时，取样鉴相器输出的: 。 ， 是个上肥下瘦 ( 下肥 上瘦)的波形，该“ j 包含有直流成分，使得u : 也有直流成分，并在滤波器的电 容c上逐步积累，这时，只要 山 。 不太大，则由于环路的自 动调整原理，该直流 控制电压势必要使压控振荡器的山逐步向n 。靠拢直至入锁。 图3 - 3频率牵引过程中的误差电 压“ “ 在c o , 、 s 2 的条件下，取样鉴相输出 u d , k d o s i n氏 ( 3 - 3 0 ) 取样锁相环路的捕捉带为 a a fi 二 行(