毕业论文--频率复用、信号频谱相互覆盖的多载波并行传输.doc

湖南大学毕业设计(论文) 第 34 页第1章 绪论1.1 OFDM系统发展和应用早在20世纪末50年代末至60年代初，频率复用、信号频谱相互覆盖的多载波并行传输思想就被提出来了。在此并行传输通信系统当中，信道会被分成N个子信道并且每个子信道能够单独的传输数据而彼此之间不会产生干扰，只是相邻信道之间信号频谱会出现50%重叠。这种技术和FDM技术比较而言，这种技术的信号频带能够重叠，频谱的利用率高，但实现起来也存在明显困难，在发送端和接收端都需要N个彼此正交的调制、解调器，采用滤波器来实现就很难保证滤波器间的正交特性。在1971年时，Weinsetin与Ebert将傅里叶变换（DFT）应用到并行传输系统，并且提出了正交频分复用（Orthogonal Frequency Division MultlPlixenig，OFDM）技术，该方法利用傅里叶变换对（DFT/IDFT）来实现多个调制解调器的功能，而不是采用滤波器的方法，从而这种方法降低了OFDM系统的实现难度。在20世纪80年代，随着OFDM理论的不断完善，数字信号处理及微电子技术的快速发展，OFDM计算书开始是应用于各种有线及无线通信中，其中包括：数字用户环路（DSL）、数字音频广播（DAB）、数字视频广播（DVB）以及新一代的无线局域网（WLAN）。OFDM技术也已经成为下一代蜂窝移动通信空中接口的候选技术。目前，OFDM技术广泛应用于有着较大时延扩展信道的高速无线通信网络中，显然它优于时域均衡。这是因为在高速的无线通信网络中，如果使用均衡器并且获得较好的性能就会需要很多的抽头数目，这样实现起来会很复杂，并且在时变信道中，实时调整抽头系数会很困难。因此，目前的高速无线通信系统均采用OFDM技术12。1.2 OFDM技术和无线局域网无线局域网是一种相对较新的网络结构，它使得用户可以不改变现存的网络物理层布局的条件下能够灵活的去布置网络。同时，无线局域网的出现也让人们对于局域网的认识有了新的看法，局域网具有提供移动接入的能力并且能够以较小的代价布设到任何有需求的地方。无线局域网采用的是高频无线电波作为介质进行信号传输，它和有线局域网相比有下面的优势：I 能够避免布线的困扰，可以穿透玻璃或者墙壁进行信号传输，可以满足人们在一定范围内进行局域组网；II 在开放性场所，变化频繁以及由于场地原因不适合布线的场所，无线局域网具有不可替代的优势；III 无线局域网构造简单，组网相对容易，管理维护的技术要求也相对较低；IV 无线局域网能保证和有线网络兼容，通过接入点设备（AP）就能够实现了无线局域网和有线网络的无缝连接，它是一种十分灵活的数据通信系统3。因为无线局域网的独特的技术优势存在，它早就已经成为了现如今数字通信领域的研究热点之一。全球各大通信产品厂商都准备抓住这一难得的商机，其中包括：阿朗、诺基亚、爱立信、中兴、华为等都在研制并且生产符合标准的无线局域网产品。IEEE802委员会和欧洲电信标准化协会（ETSI）也早已相继出台了无限局域网标准1990年时，国际电气和电子工程师协会（IEEE）专门成立了IEEE802.11无线局域网工作委员会来定制无线局域网技术标准。1997年，IEEE802.11工作委员会公布了第一代无线局域网技术标准802.11。它采用的是2.4GHz的ISM频段，最高可以支持2Mbps的数据通信。由于该技术当时局限性，其带宽和有线网络相比差距较大，所以并没有得到发展。1999年时，IEEE802.11工作委员会又公布了802.11 a和802.11b。其中，802.11b继续采用2.4GHz的频段，物理层调制采用补码键控（CCK），可以支持5.5Mbps和11Mbps两种通信速率，在低速率场合和802.11兼容，802.11a工作在5GHz的U-NII频段，物理层调制采用正交频分复用技术（OFDM），最高可以支持54Mbps的传输速率。而后又相继推出了IEEE802.11g。由于人们对于无线局域网的高速需求不断增加，能够支持54Mbps的IEEE802.11a/g和HiperLAN/2标准一定会成为主流。OFDM调制解调技术同样也会是一大热点研究。OFDM系统跟传统的单载波的数字通信系统比较起来它的优势就是利用频谱资源更加的充分，它采用了正交的多子路载波并行传输数据，子载波频谱之间允许交叠，大大提高了频率利用率。有着频谱利用率高、成本低等很多优点，OFDM技术越来越受到人们的关注。1.3 研究背景与意义随着近几年无线通信系统的飞速发展，系统数据传输速率的不断提高，使得系统能提供语音、图像、互联网应用在内的数据业务，同时也能够实时视频，人们对于无线局域网的需求也是越来越大。无线通信系统虽然在不断提高传输的速率，但是也受到下面几个制约因素。 首先是信道的多径衰落会对所传输信号产生的符号间干扰(ISI)，如果不能够消除的话就可能会对通信系统的性能产生非常严重的影响。对于怎样克服或利用复杂环境条件下的多径衰落效应，大幅度的提高频率资源利用率，提高传输速率，是无线通信领域中持续了多年，目前还在进一步发展的研究热点。 正交频分复用(OFDM)是在多径无线信道中实现高速信息传输的一种很关键的技术，能够非常有效的抵抗多径衰落效应，在高速数据传输条件下能够达到比较不错的抗信道衰落性能，比较显著的改善系统性能，并且它的复杂性也在可接受范围之内，保护间隔与差分检测技术的结合允许采用一个简单的接收机用来接收信号。但是，它也存在着一些不足，这需要根据具体的应用条件来进行改进。高速的无线传输系统所遇到的另一个重要问题就是无线通信系统的发展确是受到了频率资源紧缺限制，并且频率资源开发和利用的价位变得更高。因此，对于基于OFDM的IEEE802.11a系统的研究存在着巨大的潜力，这也是对于OFDM在无线通信系统中进行应用的进一步探讨。对于以后利用OFDM技术对无线通信系统进行研究有着非常巨大的意义。1.4研究内容和论文构成该课题要求利用Matlab编程实现基于OFDM的IEEE802.11a系统的仿真，完整体现该系统的工作流程和功能以达到：掌握OFDM的基本原理及IEEE802.11a系统的工作流程、熟悉Matlab编程和程序设计、运用Matlab7.0对IEEE802.11a系统进行仿真的目的。在该课题中要求：能够熟练应用Matlab7.0对IEEE802.11a系统进行仿真，并且完整仿真OFDM发射机和接收机的功能。本文主要分为五个章节来对基于OFDM的IEEE802.11a系统的研究与设计进行论述，并在文章最后进行仿真结果的分析与探究。第一章主要介绍：OFDM系统的发展和应用、OFDM系统和无线局域网、研究背景与意义，通过上述的介绍能够对OFDM技术的发展形成一个体系，对于OFDM技术的发展也会有一个更加明确的认识，对于该课题的研究进行原因得到更好地理解；第二章主要介绍：OFDM技术的基本原理和OFDM收发机框图的构成以及各个部分的简介，通过该部分的介绍我们对于OFDM技术的基本原理能够有一个更加明确的认识；第三章介绍：基于OFDM的IEEE802.11a系统介绍，其中首先介绍IEEE802.11a物理层编码及其帧结构，本章也是设计的主要依据和过程的体现；第四章主要介绍：基于OFDM的IEEE802.11a系统的仿真以及代码的实现过程，对于信道的选择，在不同情况之下IEEE802.11a系统的仿真运行结果；总结部分为设计过程的总结、对于本课题的感悟、基于OFDM的IEEE802.11a系统的展望。第2章 OFDM技术原理2.1 OFDM技术简介OFDM的基本思想就是将一个高速率的数据流分解为很多个低速率的子数据流，并且以并行的方式在多个子载波上面传输，子载波之间彼此保持互相正交的关系来消除子载波间的数据干扰，并且每个子载波都可以看成是一个独立子信道，并且每个子信道上面的数据传输速率很低 ，在信号通过无线频率选择性衰落信道的时候，在整个的信号频带之内信道是存在有衰落的，但它在每个子信道上都是平坦的，只要需经过频域均衡就能够消除频率选择性衰落对信道存在的影响；同时利用FFT和IFFT的周期循环特性，在每个传输符号前加一个循环前缀（CP）就能够消除多径信道的影响，以防止码间干扰（ISI）。OFDM收发机框图如图2.12。框图中，上半部分对应发射机，下半部分对应着接收机。发送端将把传输的数字信号转换成子载波的幅度与相位的映射，并进行离散的傅里叶反变换操作（IDFT）把数据频谱表达式变换到时域上。接收端进行与发射端相反的操作，将射频（RF）信号、基带信号混频处理，用FFT变换来分解频域的信号，子杂波的幅度和相位被采集出来并转换为数字信号。2.2 OFDM收发机框图各组成部分简介2.2.1 信道编码信道编码目的就是为了改善数字通信系统的传输质量，由于实际信道存在噪声和干扰影响使得经过信道传送之后所接收到的码元与发送的码元之间会存在差异在称之为差错。信道噪声、干扰越大，码元发生差错的机率也就会越大。2.2.1.1随机差错与突发差错无记忆信道之中，以高斯白噪声为主体，错误独立随机的出现。有记忆信道中，如衰落信道、码间干扰信道错误都是成串的出现，这类信道都称为突发差错信道。有些信道既存在独立随机差错也有突发性成串的错误称这类信道为混合信道2.2.1.2 信道编码基本概念1信道编码的任务就是构造出以最小多余度代价换取最大抗干扰性能的“好码”。（1） 重复码 不重复发送这种方式既不能够发现也不能够纠正错误。 重复一次发送采用重复一次发送的方式，效率降低一半，这种方式能够发现差错，但是不能够纠正错误。 重复两次发送采用重复两次发送的方式，效率较不重复降低两倍，能够发现两个错误或者纠正一个错误。采用简单重复的方式增加人为的多余度，可以提高抗干扰性，但是编码效率太低。（2） 线性分组码 汉明重量把线性分组码中所含“1”的数目定义为码组重量称为汉明重量。 汉明距离把两个码组中对应位置上具有不同二进制码元的位数定义为码组距离，称为汉明距离。码距与纠检错的关系：若要纠正e个 独立的随机错误，要求dmine+1 （2.1）若要求纠正t个独立随机错误，要求dmin2t+1 （2.2）要求发现e(et)个同时又纠正t个独立随机错误，要求dmint+e+1 （2.3）2.2.1.3前向纠错、反馈重传与混合差错控制前向纠错也称自动纠错，具有一定纠错能力的码由发端发送，收端译码的时候，如果传输中产生的差错数目在码的纠错能力内，译码器能够对差错定位并自动纠正。如果差错的数目大于纠错的能力就无能为力了。前向纠错（FEC）方式的主要优点是不用反馈信道并可以自动纠正差错，其特点比较适合实时传输的系统。反馈重传又叫做检错重传、自动请求重发。其具有3种基本类型：等待式ARQ、退N步ARQ，选择重传ARQ。ARQ主要的优点是只需要用少量的多余码元（一般为总码元的5%20%）就能够获得极低的输出误码率，因此实现简单而且成本低。但是，其主要缺点就是必须要有反馈信道，因而不能够用于实时通信系统和单向的传输系统，并且效率极低。混合差错控制是以上两种方法的结合。发送端发送的码组同时具有纠错能力和检错能力，接收端译码的时候检查差错情况，若果差错在码纠错能力之内则就会自动加以纠正；如果干扰很严重、错误很多，纠错能力超出了码的上限，但能够检测出错误，就能够通过反馈信道请求发端重发这组数据。其适用于环路时延大的高速数传系统。2.2.2 交织器交织方法是一种将较长的突发错误或是多个突发错误离散成为随机错误的方法，是指一个数据序列一一对应的条件下进行数据的位置变换重排过程，它的反过程是解交织。假定交织器输入为u=(u1,u2,uN) （2.4）式中，ui0,1，1iN。序列u经过交织器交织之后，得到一个二进制的序列输出，即u=（u1,u2,uN） （2.5）式中，ui0,1，1iN。序列u中的数据与序列u中的数据全部一样，就是顺序不同。如果把输入与输出看作是大小均为N的集合，那么从uu是对应关系。假定集合A为A=1,2,N （2.6）交织器定义为IAA:j=I(i) （2.7）式中，i和j分别为输入序列u和输出序列u的数据在序列中的位置。式（2.4）就是交织器的基本原理公式。常用的交织器有：矩阵分组式、伪随机式与半伪随机式3种。对于较短的伪随机数序列之间相关特性较大，对实时性要求较高、通信系统的信息帧较短，矩阵分组式交织器性能优于伪随机与半伪随机交织器。随着信息帧长度增加，交织长度也随之增长，此时若采用矩阵分组交织器，交织后信息序列不动点变多，伪随机函数产生更加均匀，交织前后序列的相关性降低，所以对于译码精度要求较高的通信系统应该采用随机交织。半伪随机序列交织方式则采用折中方案。2.2.3 串并转换数据传输典型的形式是串行数据流，符号连续传输，每个数据符号频谱都能够占用整个可利用带宽。但是在并行的数据传输系统中，许多的符号被同时的传输，减少了在串行系统当中所遇到的问题。在OFDM系统之中，每一个传输符号的速率在几十比特每秒到几万比特每秒之间，因此必须要进行串并转换把输入的串行的比特流转换为能够满足传输要求的OFDM符号。因为调制模式能自适应调节，所以每个子载波的调制模式是能够变化的，每个子载波的可传输比特数目也是能变化的，所以串并变换要分给每个子载波的数据段长度是都不一样长。在接收端执行相反过程，从每一个子载波传送来的数据被抓安环到原来的位置。当OFDM符号在多径信道当中传输，频率选择性衰落会导致其中几组子载波受到很大的衰减而引起比特的错误。在信道频率响应的这些零点会造成邻近子载波上面的信息受损，使得每一个符号中都出现一些比特的错误。与出现一大串连续错误的情况比较，前向纠错编码在大多数情况下的错误均匀分布会变得更加有效。因此，为了提高系统的性能，大多数的系统采用数据加扰作为串并转换工作的一部分，通过把每个连续的数据比特随机的分配到各个子载波上面来实现可以这种方式 。接收端进行一个对应的逆过程还原出原来的信号。将比特错误位置随机化能够提高前向纠错码的编码性能，而且系统的总性能也会得到提升。2.2.4 子载波的调制一个OFDM符号内包含多个经过相移键控（PSK）或正交幅度调制（QAM）载波。其中，N代表子载波数目，T代表OFDM符号持续时间，di,i=0,1, 2,N-1是分配给每个子载波数据符号，fi是第i 个子载波载波频率，矩形函数rectt=1,|t|T/2,则从t=ts开始的OFDM符号能够表示成st=Rei=0N-1direct(t-ts-T2)expj2fc+iTt-ts,tstts+Tst=0,其他 (2.8)通常采用等效复基带信号来描述OFDM的输出信号，如式（2.9）st=i=0N-1directt-ts-T2expj2iTt-ts,tsts+Tst=0,其他 (2.9)式中的s(t)实部与虚部各对应OFDM符号同相与正交分量，在实际的系统中能够分别和相应的子载波的cos与sin分量相乘以构成最后的子载波信号与合成的OFDM符号。OFDM系统基本模型如图2.2所示4，假设全部的子载波都具有一样的幅值和相位，但是实际中根据数值调制方式来说，幅值与相位对每一个子载波而言都可能不是一样的。如图 2.3所示，每一个子载波在一个OFDM符号周期之内都有整数倍的周期，并且每个相邻的子载波之间差一个周期，这也就解释了子载波之间的正交性1T0Texp(jnt)exp(-jmt)dt=1, m=n0, mn （2.10）对于（2.10）的第k个子载波进行解调，之后时间长度T之内对其积分，得到dk=1Ttsts+Texp-j2kTt-tsi=0N-1diexpj2iTt-tsdt=1Ti=0N-1ditsts+Texp-j2k-iTt-tsdt=dk (2.11)可以从上面看到，第k个子载波解调之后能恢复出期望的符号dk。然而对其他的子载波来说，其在积分间隔之内频率差k-iT能够产生整数倍个周期，积分之后结果为0.通过频域角度，通过式(2.8)，每个OFDM符号在其周期T内包含了多个非零的子载波。因此，它的频谱可以看作为周期为T的矩形脉冲的频谱和一组位于各个子载波频率上的函数的卷积。矩形脉冲的频谱为sinc(fT)函数，这种函数零点出现的频率位置为1T的整数倍位置上。通过观察图2.4可以看到，其中给出相互覆盖的每个子载波经过矩形脉冲成型得到的符号sinc函数频谱，并且在每一个子载波最大值之处所有的其他的子载波频率幅度都恰好是0，因为进行对OFDM符号解调过程之中，需要计算的恰好是每一个子载波的频谱最大值，所以，能够在这些互相重叠的子载波符号频谱中提取出的每个子载波符号而不会受到其他的子载波的干扰。并且可以从中得出，OFDM符号频谱符合Nyquist准则，也就是说会有多个子载波的频谱之间不存在互相的干扰，因此说这种一个子载波频谱出现最大值而其他的子载波频谱为0的特点可以避免子载波之间干扰（ICI）的出现。但是，子载波之间的频率间隔只要出现微小的偏差就会导致正交性的破坏，OFDM系统对于频率的偏差比较敏感。2.2.5 IDFT/DFT的实现对于N较大的系统而言，式(2.9)中的OFDM复等效基带信号能够采用离散的傅里叶逆变换（IDFT）来实现。使(2.9)中的ts=0，并且忽略矩形函数，对信号s(t)以TN的速率进行抽样，使得t=kTN,k=0,1,，N-1可以得到sk=skTN=i=0N-1diexp-j2ikN,0kN-1 (2.12)从 (2.12)中可以看到出sk等效对di进行IDFT运算，在接收端为了恢复原始数据符号di，可以对sk进行傅里叶逆变换（DFT）得到di=i=0N-1skexp(-j2ikN),0iN-1 (2.13)由此可以看出，OFDM系统的调制解调可以通过IDFT/DFT实现，频域的数据符号di经过N点的IDFT运算变换成时域符号sk，经过载波调制之后发送到信道。其中每个IDFT的输出数据符号都是把所有的子载波通过叠加之后生成，就是说是对多个已经调制的子载波叠加信号通过抽样得到的。也能够用更加简洁傅里叶变换（FFT/IFFT）。N点IDFT运算需要实施N2次的复数乘法运算， IFFT能够有效地降低运算复杂度。对于比较常用的基2IFFT算法而言，它的负数乘法的次数仅为N2log2N。IDFT的计算的复杂度也会随着N增加而呈现二次方增加，IFFT算法的复杂度增加只是稍微的比线性变化要快。对于子载波数目很大的OFDM系统而言，可以进一步采用基4IFFT算法来实施傅里叶变换2。2.2.6 保护间隔和循环前缀应用OFDM的一个重要原因在于它能够有效地去对抗多径时延扩展。将输入数据串并转换到N个并行的子载波中，也就使得每一个调制子载波的数据周期可以扩大成为原始数据符号周期的N倍，因此，时延扩展和符号周期的数值比也同时降低N倍。为了最大程度地消除掉符号之间的干扰，还能插入保护间隔(GI)在每个OFDM符号间，并且该保护间隔长度Tg要大于无线信道最大时延扩展，这样的话一个符号的多径分量就不会对于下一个符号造成干扰。在这段保护间隔之内能不插入任何信号，也就是一段空白传输时段。但是在该情况之下因为多径传播影响会产生载波之间的干扰(ICI)，使得子载波间正交性被破坏。因为每个OFDM符号中都包括所有的非零子载波信号，并且也同时会出现该OFDM符号的时延符号，因此在FFT运算时间长度内，第一子载波和第二子载波之间的周期个数之差不再是正数，所以当街手机试图对第一子载波进行解调的时候，第二子载波会对它产生干扰。同样如此，当接收机对第二子载波进行解调的时侯也会受到来自于第一子载波的影响。因此，如图2.5所示，为了消除来自于多径干扰造成的ICI，OFDM符号需要在其保护间隔内加入循环前缀信号，这样就能够保证在FFT周期之内，OFDM符号的延时副本之内所包含的波形周期个数也是整数，并且，时延保护间隔Tg的时延信号就不会在解调的过程中产生ICI5。在加入保护间隔之后会给OFDM系统带来功率和信息速率的损失，定义功率损失为Pl=10log10TgT+1 (2.14)从(2.14)得知，设保护间隔占20%，则可知道功率损失也不到1dB，因此，功率损失不是大问题，而主要的问题是来自于信息速率的损失。但是，加入从保护间隔消除ISI和多径信道产生ICI的影响而造成的影响来看，信息速率的损失逾功率损失的付出是值得的。加入保护间隔之后的OFDM的系统框图如图2.6所示。子载波的个数比较大的时候，OFDM符号周期T相对信道脉冲的响应长度max很大，那么符号间的干扰影响很小；然而当相邻的OFDM符号间保护间隔Tg满足Tgmax的要求，则可以完全的去除ISI的影响。并且，需要满足子载波间的正交性，保护间隔也必须是循环前缀。这时，OFDM符号的周期为Ts=Tg+T (2.15)保护间隔离散长度也就是取样点个数LgmaxN Ts (2.16)包括保护间隔、功率归一化之后的OFDM抽样序列xk为xk=1Nn=0N-1Snej2nkN,k=-Lg, ,N-1 (2.17) 经过信道h(,t)与加性高斯白噪声作用后接收到的信号为rt=0maxxt-h(t,)d+nt (2.18)接收信号r(t)经过A/D变换之后解出接收序列rk,k=-Lg,N-1，这是对于r(t)按照TN的抽样速率进行抽样得到的结果。ISI只对接收到的前Lg个抽样点形成干扰，所以，将前Lg个抽样点去掉之后就能够彻底消除ISI对该情况的影响。对于去除保护间隔序列rk,k=-Lg,N-1进行DFT变换就能够得经过DFT输出的多载波解调序列Rn,n=0,N-1，得到N个复数点Rn=1Nk=0N-1rke-j2nkN, n=0,N-1 (2.19)通过对于子载波数目N的恰当选择，能够使得信道响应变平坦，插入了保护间隔之后还能够帮助子载波间保持正交性，所以说，OFDM可以彻底去除ISI和多径信道带来的ICI的干扰。接收信号表达式如式(2.20)Rn=HnSn+Nn , n=0,N-1 (2.20)其中，Hn为第n个子载波的复衰落系数；Nn是第n个子信道的AWGN，它的实部与虚部都服从高斯分布均值为0，并且相互独立。噪声方差如式(2.21)2=ENn2 , n=0,N-1 (2.21)通过式(2.20)可以得出多载波传输系统能够等效为图2.7所示的在频域的系统。该系统有N个并行子系统，且每一个子系统都会受到乘性干扰与加性高斯白噪声影响4。在调制过程中，通过IFFT处理后的调制符号被调制至各个子载波形成OFDM符号，有的子载波还会被用作为插入导频信号，以用于接收信号的频率同步作为接收机的已知信息。IFFT的输出重新变换成串行样值序列并且添加循环前缀之后还要加窗处理以使得OFDM符号在带宽外的功率谱密度会下降更快。完成信号的数字基带处理之后再把待传输信号输入数模转换器（DAC）变成连续波形后就能够送到发射机的射频前段进行高频载波调制、放大，完成发射。第3章 基于OFDM的IEEE802.11a系统3.1 IEEE802.11a系统概述IEEE802.11标准组织选用OFDM作为无线局域网(WLAN)工作于5GHz频段的物理层接入方案IEEE802.11a，目标是能够提供6Mb/s到54Mb/s的数据速率，同样，这也是第一次将OFDM应用到分组业务通信中。如图3.1为IEEE802.11a系统模块框图123.2 IEEE802.11a的帧结构在IEEE802.11对无线局域网规定之中，它的物理层汇聚协议（PLCP）采用的是OFDM调制技术标准。802.11a对于OFDM帧结构作出了非常明确的规定。如图3.2所示7PLCP协议数据单元（PPDU）包括OFDM PLCP报头（Header）、PSDU、尾（Tail）比特和填充（Pad）比特。报头包括速率（Rate）位、保留（Reserved）位、奇偶校验（Parity）位、长度（Length）位和业务（Servie）位。其中长度位、速率位、保留位、奇偶校验位、尾比特构成了一个OFDM符号，用信令（Signal）段来表示。信令段用BPSK调制，1/2编码速率。业务位16比特、PSDU再加上6个尾比特，填充比特构成的数据（Data）区。其中，信令段的速率位和长度位决定数据的比特率，因此决定其调制方式、编码速率等参数数值。如图3.3所示，IEEE802.11a中定时同步、载波频偏估计，信道估计等都是由PLCP前导包含着两个训练符号来完成的。训练符号是由两个部分组成的：10个相同的短训练符号t1t10（为正常OFDM符号时间的1/4）和两个相同长度的长训练符号T1T2（时间长等于正常的OFDM符号时间长度），总的训练时间长度为16s。训练符号后面跟Signal域，其中包含后续数据的调制类型、编码速率和数据长度信息。所有的这些训练任务都应该在对数据符号进行编译之前完成。由于训练之后还会有一定的剩余频率偏差，这会造成所有的子载波相位漂移，所以，在前同步符号之后，还需要不断地对参考相位进行跟踪。为了对这种相位漂移进行跟踪，必须要在52个子载波中插入4个导频符号。3.3 IEEE802.11a OFDM物理层编码过程与系统参数IEEE802.11a对于OFDM物理的层编码过程如下8：(1)产生PLCP训练序列。该序列是由10个重复短训练序列与两个重复的家保护间隔(GI)的长训练序列组成。10个短训练序列来进行接收端自动增益控制、定时捕获与完成频率的粗同步。长训练序列用作在接收端进行信道估计和进行系统细同步。(2)通过发送端的速率位、长度位与业务位，再添加合适的比特就能够得到PLCP。PLCP中的Rate和Length经过1/2速率的卷积编码就能够映射成为一个单独的BPSK编码的OFDM符号。这和Signal符号的产生非常类似。为了能够及时的检测到Rate和Length，于是采取了在PLCP头之中插入6个“0”符号。因为Signal得到一个OFDM符号需要经过统一的过程：眷及编码、交织、BPSK调制、插入导频信号、IFFT，最后就是添加保护间隔使得数据速率达到6Mb/s。并且在整个Signal域部分是不需要添加扰码的。(3)根据发送端的Rate，计算出每个OFDM符号所包含的数据比特数目（记为NDBPS）。编码速率（R），每个OFDM子载波中的比特数(NBSPC)以及每个OFDM符号中经过编码的比特数(NCBPS)。(4)发送端服务区跟着PSDU。通过添加适当的“0”（至少6个），使得比特流的长度是NDBPS的整数倍。调整之后的比特流形成包中的Data部分。(5)用非0的初值产生的伪随机序列形成扰码之后再与调整之后的信息比特做逻辑运算。(6)用6个未形成扰码的“0”比特替换之后的6个“0”通过扰码之后形成的比特能够使接收端的卷积编码器回到零状态，但是它们解码之后只能够作为尾比特来使用。(7)之后就是对数据来进行 1/2 速率卷积编码，然后根据编码的速率需要进行打孔操作。(8)将编码输出数据流以NCBPS长度单位被分成若干个小组，对每一组进行交织处理。(9)编码交织完成之后输出数据流分成若干个长度NCBPS的序列组，选择恰当的调制方法来进行调制。(10)将调制后的信号按照48为一个单位分成若干组，每一组能形成一个OFDM符号。一组之中符号映射分别成编号为-26-22,、-20-8、-6-1、16、820以及2226的OFDM子载波之上。编号是-21、-7、7和21的子载波来插入导频。代表中心频率的0号子载波能忽略，所以设置为0.(11)导频插入的编号为-21、-7、7和21的4个子载波中，子载波总数为52。(12)每一组是从编号-2626的子载波通过IDFT变换成时域信号。对IDFT后的波形加上循环前缀就形成GI，并且对每个周期性的OFDM符号波形进行了加窗处理。(13)用含有Rate和Length信息Signal开始的OFDM符号一个个的进入到信息传输。(14)通过理想信道中心频率，将上行转换复数的基带波形到RF频率之上。对于IEEE802.11a之中规定的主要系统参数如表3.1所示表3.1 IEEE802.11a OFDM系统参数参 数参 数 值抽样间隔50nsNSD数据子载波的个数48NSP导频子载波的个数4NST52（NSD+NSP）抽样速率20MHzOFDM符号的间隔4s（80chip）循环前缀的长度800ns（16chip）FFT的周期TFFT3.2s（64chip）调制方式BPSK QPSK 16QAM 64QAM编码方式1/2卷积，约束长度为7，可以打孔比特速率6,、6、12、18、24、36、48、54Mb/s子载波间隔f312.5kHz（20MHz/64）训练序列的长度16s(Tshort+Tlong)表3.2 Rate决定的参数Rate数据速率（MB/S）调制方式编码速率NBPSCNCBPSNDPBS11016BPSK1/21482411119BPSK3/414836010112QPSK1/229648011118QPSK3/42967210012416QAM1/241929610113616QAM3/4419214400014864QAM2/3628819200115464QAM3/46288216在OFDM帧结构之中，Signal中的Rate决定系统的比特速率，从而决定了选用何种调制方式等这些参数，如表3.2所示。3.4 训练符号训练符号的第一部分包括10个重复的短训练符，每一个短训练符的长度是800ns。这些短训练符就占据非零的子载波，由12个子载波（载波的间隔是正常符号子载波的间隔的4倍）组成。因此，从所有的可能的-2626的子载波中，短训练符号占据的序号是-24、-20、-16、-12、-8、-4、4、8、12、16、20、24的子载波。其中传输已知的伪随机序列（QPSK符号），它主要用于进行信号检测、自动增益控制（AGC）、符号定时和粗频率偏差估计，如式3.1S-26,26=13/60,0,1+j,0,0,0,-1-j,0,0,0,1+j,0,0,0,-1-j0,0,0,-1-j,0,0,0,1+j,0,0,0,0,0,0,0,-1-j0,0,0,-1-j,0,0,0,-1-j,0,0,01+j,0,0,0,1+j0,0,0,1+j,0,0,0,1+j,0,0 (3.1)在式3.1中，由于短训练符号期间，只是用了52个子载波中的12个子载波来传输符号，所以，为了保证OFDM符号功率值的均匀性，需要乘以因子13/6.选择短训练符号的原因在于：第一，短训练符好能够在较大的范围之内实现粗频率偏差估计。对于周期为T的重复符号来说，最大可估计的频率偏差为12T。所以，通过测量两个连续长度为800ns的短训练符号间的相位差能够估计的频率偏差能够达到625kHz。加入训练符号的长度等于OFDM符号的有效长度3.2s，那么可以估计到的频率偏差只能够达到156kHz，其在5.8GHz工作频率下相当于26ppm的频率误差。然而IEEE802.11标准中固定每个用户所能够允许的最大频率误差为20ppm，假如同时考虑发射机和接收机，那么接收机单方能够看到的误差之和可以是40ppm。第二，能够提供简单实现AGC和帧检测方法。通过计算段训练符号与其下一相同符号的相关值，并且校验这个相关值是否超过了某一个门限的值，这样就能够检测出是否有了分组数据包的出现。在每两个短符号周期的后面，能够调整接收机的增益，之后就是继续进行检测还有增益的测量。AGC算法同样也可以应用于长训练符号中，但是在短训练符号当中的好处就是在相同的时间长度之内，能够得到更多的重复符号，这样就能够更加容易的在训练期之内做出各种测量并且调整增益。短训练符号之后跟随长训练符号T1，该符号长度为8s，其中包括两个有效的OFDM长度（3.2s）以及两个抱负间隔长度（0. 8s）。长训练符号由53个子载波（其中包含直流处一个空符号，取“0”值）组成，分别占据从-2626的非零子载波。其中传输BPSK符号的主要作用就是用于精确的频率偏差估计和信道估计，如式3.2所示L-26,26=1,1,-1,-1,1,1,-1,1,-1,1,1,1,1,1,1,-1,-1,1,1,-1,1,-11,1,1,1,0, 1,-1,-1,1,1,-1,1,-1,1,-1,-1,-1,-1,-1,1,1,-1,-1,1,-1,1,-1,1,1,1,1 (3.2)选择T1符号的长度为OFDM符号长度的2倍最主要的原因为：第一，在长训练符号周期之内能够实施频率的精确估计。通过把IFFT输出进行循环扩展，构成长度为8s的长训练符号。之中，最前面1.6s是保护间隔，同时也是IFFT输出符号的最后的1.6s的副本。通过测量长训练符号之内相距3.2s的样值之间相位漂移来精确的估计频偏误差。第二，使用长训练符号就是要获得相干解调所使用的参考幅值相位。通过对长训练符号中的相同的两个部分进行平均，这一期间之内的噪声功率要比数据符号中的噪声功率低3dB，因此能够更加准确地获得相干解调所需要使用的参数。3.5 Signal域及Data域的扰码和解调在训练符号之后的是Signal域，其中包含Rate域和Length域，一共是24比特，如图3.4所示9Signal域中信息比特经过BPSK调制，效率为1/2的卷积编码之后就能够得到6Mb/s的传输速率，同样这也是IEEE802.11a中规定的最低信息速率。RATE域之内包含4个比特用来传递之后数据符号所用的调制和编码效率的信息。之后的LENGTH域长度为12比特，用来指示MAC请求PHY发送的PSDU的字节个数。当接收到开始传输的请求之后，物理层利用这一参数确定MAC和PHY之间需要传递的字节数目。并且，Signal域中还有未使用的激光比特：比特4保留供以后使用，比特17保留用作比特016的奇偶校验比特位，剩余的比特位1823构成了Signal的TAIL域。其中的6个比特都被置零。Signal不必通过扰码处理，但是需要通过卷积编码之后才能够再输出。通过对IEEE802.11a的标准了解，我们需要对Data的信息进行加扰处理。Data域包括Service、PSDU、尾比特和填充比特。在送入到卷积编码器之前需要通过加扰处理，就是说用一个长度为127帧同步码对Data域来进行加扰处理。PSDU是串行的比特流传输，扰码多项式如式3.3SX=X7+X4+1 (3.3)为了保证解扰的正确有效性，接收端必须要有相同的扰码器，这样就要求了接收端的扰码器不仅要有与发送端相同的生成多项式，而且还要对接收端的初始状态提出要求。在802.11a之中对于这项规定就是在Data域中的Service部分前7比特全部设置为零，以保证在接收端能够用7个被扰之后的结果当成接收端扰码器的初始状态，保证能够够进行正确有效的解扰。通过循环产生的初始扰码的长度是127比特，能够重复使用，如图3.5所示3.6 卷积编码器与Viterbi译码无线之信道中，数字信号在传输的过程之中会受到干扰而导致接收端的判决出错，通常乘性干扰能够通过均衡技术进行纠正，加性干扰需要其他方法解决。在差错编码上IEEE802.11a系统中通常采用前向纠错中的卷积编码。在OFDM系统之中，只对Data部分进行卷积编码，Data中包括Service、PSDU、尾比特及插入比特，分别按照要求的速率R=1/2、2/3或者3/4进行卷积编码。卷积编码分为上下两路，两路采用的生成多项式分别为g0=133，g1=171，所以对应的编码器如图3.6所示卷积编码之后的两路输出相互合并传输，再根据打孔速率进行打孔。在接收端采用Viterbi译码。OFDM中的Viterbi译码采用的方法是硬判决，所以这里采用的距离是Hamming距离。而且在发送端经过卷积编码和打孔之后传输速率提高，速率提高提高的倍数和打孔速率有关。3.7 交织1IEEE802.11a系统中采用的是矩阵交织器，通过OFDM符号NCBPS的大小来把卷积编码之后的信息来进行交织，这是分成两个步骤来进行的：第一步，把相邻信息比特分别都映射到不相邻子载波之上；第二步，保证相邻的符号编码后信息比特能够选择性的映射到其中或多或少的一组比特之中，进而使得回复可能性会降低。假设使用k来代表第1步交织之前的信息比特，i代表第1步交织以后、第2步交织以前的信息比特，而j代表第2步交织以后、调制以前的信息比特。如式(3.4)(3.6)所示步骤1：i=NCBPS16k mod 16+floork16, k=0,1,NCBPS-1 (3.4)floor()代表向下取整步骤2：j=sflooris+i+NCBPS-floor16iNCBPS mod s (3.5)i=0,1,NCBPS-1式子中的s由下式决定s=maxNCBPS2,1 (3.6)解交织恰好是和前面相反的过程，假设利用j表示解调以后、