（电力电子与电力传动专业论文）基于软开关pfc和移相全桥变换器的设计.pdf

a b s t r a c t w i t ht h ed e v e l o p m e n to fp o w e re l e c t r o n i c s ，t h et e c l u l o l o g yo fp o w e r l sg r a d l l a l l y b e i n gp e r f e c t d u et ow i d ea p p l i c a t i o n so ft h er e c t i f i e r s ，v a r i o u sh 锄o m c w a v e sa r e p r o d u c e d t l l e yp o l l u t em ee l e c t r i cn 咖o r ks 嘶o u s l y 吼dr e d u c et h ee 胁e n c yo t p r o d u c t i o n ，t r a n s m i s s i o na n du t i l i z a t i o no fe l e c t r i c i t y t os o l v et h i sm a t t e r ，w es h o u l d m a l ( ei n p u tc u 仃e n t 啪v es i i l e ，t oi m p r o v ep o w e rf a c t o ro ft h es y s t e m a tt h es 锄e t i m e ，d cs o m s 谢t c b i n gt e c h i q u ei st h ek e yt e c l l l l i q u e i nh i 曲f r e q u e n c ya 1 1 dh i g h d e n s i t 、，c o n v e r t e r n o w a d a y s ，p o w e rf a c t o rc o r r e c t i o n ( p f c ) t e c h n i q u ea n dd c d c s o r s w i t c l l i n gp w mt e c h n i q u ea r eb o t hw i d e l y r e s e a r c h e d ak i n do fa c d cc o n v e r t e ri sd e s i g n e di nt 1 1 i sp a p e rt om e e tt h ed e m a r l do t1 t s c o n s u i l l e r i tc o n s i s t so ff o 州a r da i l d b a c k w 硼s t a g e ，o fw h i c ht h e f o 州砌l sa s i n g l e p h a s eb o o s tp o w e rf a c t o rc o r r e c t i o nc i r c u i t ，a 1 1 dt h e b a c k w a r ds t a g em a m c i r c u i ti saf u l l - b r i d g ec o n v e r t e ru s i n gp h a s e s h i 撒n gc o n t r o lz v z c ss o m s w i t c h i n g t e c h n l q u e t h ed e s i g np r o je c th a sb e e ng i v e ni nm ep 印e ri nf i r s t ，t h ep r i n c i p l eo fa p f c t e c h n o l o g yi sa 1 1 a l y z e di nb a s i ct h e o 彤t h ew o r kp r o c e s s o fz v t - b o o s ta p f ca 1 1 dt h e c o 撒o lc h i pu c 3 8 5 5a r e 吼a l y z e di nd e t a i l ，a i l d 也ep a r 锄e t e r so ft h e c l r c u l ta r e c a l c u l a t e d ；t h e 碱t so fp h a s e s h i f t i n gf u l l m d g ea r ei n t r o d u c e d 铷m t h ep r o c e s so t t h ef u l l b r i d g ec o n v e r t e ru s i n gp h a s e - s h i r i n g c o n t r o lz v z c ss o r 。s w i t c h i n g t e c h n i q u ei sa n a l y z e dc o n c r e t e l y ，t h ep 眦1 1 e t e r so f t h i sp a nc i r c u i ta r ea l s oc a l c u l a t e d a c c o r d i n g l y f i n a l l y ，a1k wp o w e rc o n v e m r m o d u l ep r o t o t y p ei sd e s i g n e di nt h i sp a p e r t h e r e s u l t sf r o me x p e r i m e n t sa 1 1 ds i m u l a t i o n sr e v e a lt l l a tt h ed e s i g no fs y s t e mi sf e a s i b l e a n dt h ep e r f 0 瑚a 1 1 c eo ft h ec o n v e r t e rc a j lm e e t t h ed e m a l l d0 ft h ed e s i g n k e yw o r d s ：a p f c a v e r g ec u r r e n tc o n t r o l s o r 。s w i t c h i n g p h a s e s h i m n gf u l l - b r i d g e h 西北工业大学业 学位论文知识产权声明书 本人完全了解学校有关保护知识产权的规定，即：研究生在校攻读学位期间论文工作 的知识产权单位属于西北工业大学。学校有权保留并向国家有关部门或机构送交论文的复 印件和电子版。本人允许论文被查阅和借阅。学校可以将本学位论文的全部或部分内容编 入有关数据库进行检索，可以采用影印、缩印或扫描等复制手段保存和汇编本学位论文。 同时本人保证，毕业后结合学位论文研究课题再撰写的文章一律注明作者单位为话北工业 大学。 保密论文待解密后适用本声明。 学位论文作者签名：蛐 卯年j 月如日 指导教师签名： 砷年弓月肋日 西北工业大学 学位论文原创性声明 秉承学校严谨的学风和优良的科学道德，本人郑重声明：所呈交的学位论文，是本 人在导师的指导下进行研究工作所取得的成果。尽我所知，除文中已经注明引用的内容 和致谢的地方外，本论文不包含任何其他个人或集体已经公开发表或撰写过的研究成 果，不包含本人或其他已申请学位或其他用途使用过的成果。对本文的研究做出重要贡 献的个人和集体，均已在文中以明确方式表明。 本人学位论文与资料若有不实，愿意承担一切相关的法律责任。 学位论文作者签名：燃 叼年；月。日 西北工业大学硕士论文 第一章绪论 1 1 引言 第一章绪论 电源是利用电能变换技术将市电或发电机等一次电能转换成适合各种用电 对象的二次电能的系统或装置。二十世纪八十年代以来，随着电力电子技术的不 断发展，越来越多的电力电子设备被广泛应用到各种不同的领域，如照明、通讯、 交通运输、文化娱乐、工农业生产、国防建设等等，不管什么电子设备都离不开 电源，随着电子、功率集成、自动控制、材料、计算机、电磁兼容等技术的发展， 各种各样的开关电源得到越来越多的开发和应用。 不同的领域、不同的负载要求不同的电源装置，一个特定用途的电源应当具 有符合负载要求的性能参数和外特性，这是基本的要求，而且必须保证安全可靠。 对于电源，我们普遍关注的品质是高效率、高功率因数、低噪音。随着电源技术 的发展，无电网污染、无电磁干扰、省电节能等绿色指标成为热门话题，国际上 已经制定了相关的标准规范，欧美国家已经开始执行“钉“1 9 1 。 为了实现大功率变换器装置的高性能、高效率和高可靠性，必须实现变换器 的功率因数校正和开关管的软开关技术。两者都是近年来电力电子学领域的热门 课题，功率因数校正和软开关技术的广泛应用，使电力电予变换器的性能得到较 大的改善“。 1 2 功率因数校正技术的发展及现状 近年来，开关电源因效率高，成本低，在各个领域获得了广泛的应用。但是采 用传统的非控整流开关电源，由于其输入阻抗呈容性，网侧输入电压和输入电流 之间存在较大相位差，加上输入电流严重非正弦，并呈脉冲状，见图卜l 所示，故 功率因数极低，谐波分量很高，给电力系统带来了严重的谐波污染。开关电源多数 是通过整流器与电力网相连，经典的整流器是有二极管或晶闸管组成的一个非线 性电路，在电网中会产生大量的电流谐波和无功功率而污染电网。传统的开关电 源存在一个致命的弱点，即功率因数一般仅为o 4 弘- o 7 5 ，而且其无功分量基 本上为高次谐波。大量的谐波污染一方面产生“二次效应”，既电流流过线路阻 抗造成谐波电压降，反过来使电网电压发生畸变；另一方面，会造成电路故障， 使变电设备损坏。例如线路和配电电压器过热；谐波电流会引起电网l c 谐振， 或高次谐波电流流过电网的高压电容，使之过流、过热而爆炸；在三相电路中， 中线流过三相谐波电流的叠加，使中线过流而损坏等等“”1 。 西北工业大学硕士论文第一章绪论 u i 2王2王 一 _ 一 u = 一 一 寸2 王i王 獾爪 w 7 图卜1 传统整流电路和输入端的电压、电流波形 功率因数p f ( p o 嘣f a c t o r ) 的定义：指交流输入有功功率与输入视在功率 之比值，其表达式为： 胛：拿：= - 二：堡生翌：丝丝：棚妒 ( 1 一1 ) 岛k厶厶 7 式中，珞、厶是电网电压、电流的有效值，是基波电流有效值，= 厶是 电网电流波形畸变因数，c o s 妒是基波电压和基波电流的相移因数。因此功率因 数p f 又可以定义为电流波形畸变因数与相移因数的乘积。 总谐波畸变率t h d 用来衡量电流波形的失真情况，定义为： 、厍 z 胃d = 上! ：l 1 0 0 ( 1 2 ) 因此可得到畸变因数y 与n d 的关系为： ，：1 ： ( 1 3 ) ，= 1 = = 号 ( 1 3 ) 1 + ( 乃d ) 2 由此可见，电流畸变因数与电流谐波含量成反比，电流谐波含量越高，值 越低。当输入电压、电流相位差为零，乃5 时，功率因数尸f 可以控制在 0 9 9 左右。 进入7 0 年代以后，随着功率半导体器件的发展，开关变换器突飞猛进。到 8 0 年代，现代有源功率因数校正技术应运而生，它是在负载的整流电路与输出 电容之间增加一级功率变换电路，将输入电流校正成与输入电压同相位的正弦 波，使功率因数提高到近似为1 0 ，而且具有稳定的直流输出电压。8 0 年代是现 代有源功率因数校正技术发展的初级阶段，此间的研究工作主要是基于b o o s t 变换器，围绕连续导电模式或不连续导电模式的理论研究。 9 0 年代以来，有源功率因数校正( a c t i v ep o w e rf a c t o rc o r r e c t i o n ，简称 a p f c ) 技术取得了长足的进展。自1 9 9 2 年起，p e s c ( i e e ep o w e re l e c t r o n i c s s p e c i a l i s t sc o n f e r e n c e ) 设立了单相p f c 专题，这被看作是单相有源p f c 技术 2 西北工业大学硕士论文第一章绪论 发展的里程碑。从此，不断有新颖的功率因数校正原理、拓扑结构及控制方法出 现。有源p f c 控制器从分体电路发展到集成电路，u n i t r o d e ，m o t o r 0 1 a ，s i l i c o n 。 s i m e n s 等公司相继推出了各种有源功率因数校正控制芯片，如u c 3 8 5 2 ，u c 3 8 5 4 u c 3 8 5 5 ，m c 3 4 2 6 1 ，m l 4 8 1 2 ，t d a 4 8 1 4 等，极大地简化了有源功率因数校正电路 的设计，p f c 技术由理论研究发展到实用阶段。 近年来，功率因数校正技术的研究热点集中在：新拓扑的提出、把d c d c 变换器中的新技术( 如软开关技术和开关电容功率网络等) 应用于p f c 电路中、新 的控制方法的提出以及单级p f c 变换器的研究“钉n 盯 1 3d c d c 软开关技术的研究 由于d c d c 变换电路中的功率开关管不是理想器件，在开通时开关管的电压 不是立即下降到零，而是有一个下降时间，同时它的电流也不是立即上升到负载 电流，有一个上升时间。在这段时间里，在这段时间里，电流和电压有一个交叠 区，产生损耗，我们称之为开通损耗( t u r n o nl o s s ) 。当开关管关断时，开关管 的电压不是立即上升到电源电压，电流也不是立即下降到零，同样存在交叠区， 产生损耗，我们称之为关断损耗( t u r n - o f fl o s s ) 。因此在开关管工作时，要产 生开通损耗和关断损耗，我们统称为开关损耗( s w i t c h i n gl o s s ) 。在一定条件下， 开关管在每个开关周期内的开关损耗是恒定的，变换器总的开关损耗与开关频率 成正比，开关频率越高，总的开关损耗越大，变换器的效率就越低。开关损耗的 存在限制了变换器的开关频率的提高，从而限制了变换器的小型化和轻量化。开 关管工作在硬开关状态时还会产生高咖办和讲田，从而产生电磁干扰e m i 问 题。并且如果不改善开关管的开关条件，其开关轨迹很可能会超出安全上作区， 导致开关管损坏。 所谓“软开关”，通常是指功率器件工作在零电压开关z v s ( z e r ov o l t a g e s w i t c h i n g ) 模式或零电流开关z c s ( z e r oc u r r e n ts w i t c h i n g ) 模式。软开关技 术的实质就是通过电感l 和电容c 的谐振，使开关器件中的电流或两端电压按正 弦或准正弦规律变化，当电流自然流过零时，使器件关断；当电压下降到零时， 使器件导通。功率器件在零电压或零电流条件下完成导通与关断过程，将使功率 器件的开关损耗理论上为零，而从提高变换器的工作频率，减小变换的体积和重 量。图卜2 给出了硬开关和软开关的电压和电流波形示意图，可以对比分析。 3 西北工业大学硕士论文 第一章绪论 ( a ) 硬开关波形 ( b ) 软开关波形 图卜2 开关管的硬开关和软开关的理想波形 软开关的四种理想切换方式 1 ) 零电压开通功率开关上的电压先下降到零时或其后，功率开关才开始 通过电流，称零电压开通。 2 ) 零电压关断功率开关上的电流先下降到零时或其后，功率开关上的电 压还维持在零，则称零电压关断。 3 ) 零电流开通功率开关上的电压先下降到零时或其前，功率开关一直不 流过电流，则称零电流开通。 4 ) 零电流关断功率开关上的电流先下降到零时或其后，功率开关上的电 压才开始上升，则称零电流关断。流过电流，则称零电流开通m 1 。 最早是采用有损缓冲电路来实现软开关。从能量的角度看，这种方法对变换 器的变换效率没有提高，甚至使效率降低。目前所研究的软开关技术不再采用有 损缓冲电路，而是真正的减小开关损耗，不是开关损耗的转移。目前，直流开关 电源的软开关技术一般可分为以下几类： 1 全谐振变换器，一般称为谐振变换器。该类变换器实际上是负载谐振型变 换器，按照谐振元件的谐振方式，分为串联谐振变换器( s r c s ) 和并联谐振变换 器( p r c s ) 两类。在谐振变换器中，谐振元件一直参与谐振工作，参与能量变换的 全过程。该变换器与负载的关系比较大，对负载的变化比较敏感，一般采用频率 调制方法。 2 准谐振变换器( q r c s ) 和多谐振变换器( m r c s ) 。这是软开关技术的一次飞 跃，该类变换器的特点是谐振元件参与能量变换的某一个阶段，不是全过程参与。 准谐振变换器分为零电流开关准谐振变换器( z c sq r c s ) 和零电压开关准谐振变 换器( z v sq r c s ) 。多谐振变换器一般实现开关管的零电压开关，该类变换器需采 用频率调制方法。 3 零开关p 州变换器。它可分为零电压开关p w m 变换器( z v sp 州c o n v e r t e r s ) 和零电流开关p 1 】l m 变换器( z c sp 删c o n v e r t e r s ) 。该类变换器是在q r c s 的基础 4 西北工业大学硕士论文第一章绪论 上，实现恒频率控制，即实现p 删控制。与q r c s 不同的是，零开关p 哪变换器 的谐振元件的谐振工作时间与开关周期相比很短。 4 零转换p 删变换器。它可分为零电压转换p 删变换器( z v tp 删c o n v e r t e r s ) 和零电流转换p 删变换器( z c tp 删c o n v e r t e r s ) 。该类变换器是软开关技术的又 一次飞跃。它的特点是变换器工作在p 州方式下，辅助谐振电路仅在开关管开关 时工作一段时问，实现开关管的软开关，在其余的时间则不工作，这就使得辅助 谐振电路的损耗比较小“n “1 。 1 4 论文研究的主要内容 本论文要完成一个交直流电源的研制，电源要满足给定的性能指标：系统效 率高、输出电压稳定度高、纹波电压小、电压调节范围宽及负载变化范围大。其 中输入电压来源于交流发电机，因此涉及到电路整流问题。论文的主要研究工作 是系统总体设计、a c d c 高功率因数整流及d c d c 移相全桥变换器的设计。由 于此变换器在低电压输入时电流较大，论文拟采用前级单相软开关高功率因数电 路，提高系统的功率因数及开关频率，实现主开关管的零电压转换，然后再经过 后级d c d c 变换，输出所要求的直流电压，同样为了提高器件的工作频率，减 少器件的损耗，提高系统的效率，d c d c 变换拟采用软开关来实现。论文叙述 了系统方案的选择以及所选方案的技术问题及解决办法，具体分析了电路工作原 理，并进行了详细的理论分析及参数计算，同时论文设计制作了l k w 的原理样 机，并进行了实验验证。 全文的主要内容为： 1 ) 第一章绪论； 2 ) 第二章总体设计方案； 3 ) 第三章有源功率因数校正的原理与设计； 4 ) 第四章软开关移相全桥变换的原理与设计； 5 ) 第五章结束语。 5 西北工业大学硕士论文 第二章系统设计方案 第二章系统设计方案 本论文题目来源于某型号无人机的主电源系统。考虑到体积、重量等各方面 的原因，无人机采用变频变压的交流发电机，然后通过a c d c 变换给机载用电 设备提供直流电源，要求功率变换器的性能指标为： 输入电压：单相交流电压9 0 v - 2 4 0 v ( 频率大约9 0 2 4 0 h z ) ： 输出电压：直流2 8 5 v ； 输出功率；1 0 0 0 w ； 输出纹波电压：2 v ； 输出方式：隔离输出； 效率大于8 5 ；功率因数大于9 5 ； 辅助功能：过流、过压保护。 下面将依次分析系统的总体设计方案和各部分设计方案。 2 1 总体的设计结构 根据变换器的设计要求，功率因数要求达到9 5 以上，所以整个系统必须采 用功率因数校正设计，来提高系统的效率，同时减低变换器的电磁干扰。 按整个电路的拓扑结构分，功率因数校正技术可分为两级p f c 和单级p f c ， 两种结构各有优缺点“”1 。 一、两级功率因数校正 目前研究的两级p f c 电路是由两级变换器组成：第一级是p f c 交换器，目的在 于提高输入的功率因数并抑制输入电流的高次谐波；第二级为d c d c 变换器，目 的在于调节输出稳定以便与负载匹配。具体实现方式很多，在通信用大功率开关 整流器中，主要采用的方法是在主电路输入整流和功率转换电路之问加入一个校 正环节，典型的两级变换器的结构如图2 1 所示。 图2 1 典型的两级p f c 变换 6 西北工业大学硕士论文 第二章系统设计方案 由于两级结构的每级分别有自己的控制环节，所以电路有良好的性能。它具 有功率因数高、输入电流谐波含量低，以及可对d c d c 进行优化设计等优点。但 两级p f c 电路也有两个主要缺点：一是由于有两套装置，增加了器件的数目和成 本；二是能量经两次转换，电源的效率也会有所降低。因此，两级p f c 电路一般 应用于功率较大的电路中“”。 二、单级功率因数校正 单级p f c 技术的基本思想是将p f c 交换器和d c d c 变换器合二为一，典型的单 级p f c 电路如图2 2 所示。两个变换器共用一套开关管和控制电路，因此单级p f c 技术降低了成本，提高了效率，减小了电路的重量和体积。 图2 2 典型的单级p f c 变换 单级p f c 电路具有许多优点；p f c 级和d c d c 级共用一个开关管，共用一套控 制电路，这就使得电路设计大为简捷，降低了硬件成本；变换中能提供任何选定 的电压和电流比；由于功率实现的是一次性变换，所以能获得较高的效率和可靠 性。单级p f c 电路正因为具有这些优良的性能而越来越得到广泛的研究和应用。 但是与传统的两级式d c d c 变换器相比，单级p f c 变换器要承受更高的电压应 力，有更多的功率损耗。这个问题在开关频率较高时显得尤为突出，而且由于开 关工作频率不断提高所带来的电磁干扰问题也日益严重，显著影响了变换器工作 的可靠性和频率的提高。单级方案中还存在储能电容电压过高的情况，而且储能 电容电压随着输入电压及负载的变化而升高，这将会导致电路的稳态特性受到一 定的影响，同时某些元器件的体积成本会有所提高，这都是期待解决的问题“1 2 ”。 所以对于小功率的场合，由于成本及体积的限制，一般采用单级功率因数校正电 路。 综上所述，根据两种电路结构的特征和变换器的性能指标，交换器要求输出 的电压稳定，而且动态性能较好，即在空载至满载的情况下，输出电压都必须在 2 8 5 v ，纹波电压不超过2 v ，所以电路选择两级p f c 的结构来实现，则电路的总体 结构框图为下面图2 3 所示。 7 西北工业大学硕士论文 第二章系统设计方案 圃萄 图2 3 系统的总体结构框图 2 2 前级p f c 的设计方案 2 2 1p f c 的实现方法 功率因数校正电路分可为无源功率因数校正( p p f c ) 和有源功率因数校正 ( a p f c ) 两大类。无源校正电路通常采用无源元件电感、电容组成低通、带通滤 波器，工作在交流输入电的工作频率，将输入电流波形进行相移和整形。虽然无 源功率因数校正电路的电路结构简单，得到的功率因数不如有源功率因数校正电 路那么高，但仍然可以使功率因数提高到o 7 o 8 ，但是由于工作在输入电的低 频率下，电感、电容的体积就比较大，因而组成的无源功率因数校正电路部分的 体积可能比较大，且它的补偿特性易受电网阻抗、负载特性的影响，会由于和电 网阻抗发生谐振而造成电路元件的损坏，不能对谐波和无功功率实现动态补偿， 因而它只能在中小功率电源中被广泛采用“1 ”。 有源功率因数校正电路自上世纪9 0 年代以来得到了迅速推广。它是在桥式整 流器与输出电容滤波器之间加入一个功率变换电路。使功率因数接近于1 。有源 功率因数校正电路工作于高频开关状态，体积小、重量轻，比无源功率因数校正 电路效率高，而且能对变化的谐波进行迅速的动态跟踪补偿，补偿特性不受电网 阻抗和负载阻抗的影响，因而近些年来受到了相当的重视。有源功率因数校正的 基本原理就是通过控制电路强迫交流输入电流波形跟踪交流输入电压波形，从而 实现交流输入电流正弦化，并与交流输入电压波形同步，其作用相当于一个电阻， 所以有源功率因数校正( a p f c ) 又叫做电阻仿真器( r e s i s t o re m u l a t o r ，r e ) 。 由于半导体制造加工技术的快速进步，分立半导体器件和集成电路的造价不断降 低，有源功率因数校正技术由于它技术性能好的优点，得到了越加广泛的应用。 有源功率因数校正的缺点是电路比较复杂，成本较高，响应较慢，输出电压 纹波较大等问题，它们的实际应用受到一定的局限。但是有源功率因数校正的效 果好，所以得到了广泛的应用。 由于a p f c 电路要求既能控制输入电流波形呈正弦波，又要能够对输出电压进 8 西北工业大学硕士论文第二章系统设计方案 行稳定控制，也就是说，需要同时满足两个相互矛盾的特性，就必然会造成瞬态 响应的恶化。例如传统的开关电源在负载和电网电压变化时，能瞬间改变脉冲宽 度，使输出电压保持恒定。而a p f c 电路却需要把输入交流波形调节成正弦波，所 以至少要延迟半个周期的时间来保持同一控制方式，其结果必然会造成输出电压 稳定时间的恶化，脉动电压也会增大，比传统的开关电源的脉动电压会大数十倍 5 。但是此系统设计方案是采用两级p f c 结构，前级a p f c 输出电压脉动较大对后 级d c d c 变换的影响不大，后级变换对输入直流电压允许一定的波动，前级输出 电压的波动绝对满足要求，所以本系统中前级采用有源功率因数校正法。 2 2 2a p f c 的拓扑结构 从原理上说，任何一种d c d c 变换器拓扑，都可以作为p f c 的主电路。常见 的功率因数校正器的基本电路有：b u c k ( 降压式) 、b o o s t ( 升压式) 、b u c k b o o s t ( 降升压式) 、c u k 、f 1 y b a c k ( 反激式) 等变换器。 ： 乓 j _ l 1 】 ( a ) b u c k 型p f c( b ) b u c k b 0 0 8 t 型p f c lj ( c ) f l y b a c k 型p f c( d ) b 0 0 8 t 型p f c 图2 4 几种常见的p f c 电路的拓扑 这几种p f c 拓扑结构的特点如下： b u c k ( 降压式) ：只能实现降压功能，输入电流不连续，噪声( 纹波) 大，滤波 困难，开关管上电压应力大。 b u c k b o o s t ( 降升压式) ：需要两个电子开关，用一个开关控制驱动，电路比 较复杂，一般只应用在中小功率输出场合。 f 1 y b a c k ( 反激式) ：输入、输出之间隔离，输出电压可以任意选择，属于简单电 9 西北工业大学硕士论文第二章系统设计方案 压型控制器，适合于1 5 0 w 以下的功率要求。 b o o s t ( 升压式) ：电感电流连续，电流畸变率小，储能电感可作滤波器抑制r f i ( 射频干扰) 和e m i ( 电磁干扰) 噪声，并可防止电网对主电路的高频瞬态冲击， 由于电路有升压斩波电路，输出电压高于输入电压峰值，电源允许的输入电压范 围扩大，通常可以达到9 0 一2 7 0 v ，提高了电源的适应性“。升压式p f c 控制 简单，适用于1 0 0 w 一2 0 0 0 w 的功率要求，应用最为普遍，本系统中b o o s t 升压结 构是我们选择的方案。 2 2 3a p f c 的控制方法 在有源功率因数校正电路中，主电路采用了b o o s t 拓扑结构，加上p f c 控制 器，这样就构成了b 0 0 s t a p f c 电路。b 0 0 s t a p f c 控制电路根据电感电流是否连 续可分为不连续导电模式d c m ( d i s c o l l l i i m m u s c d u c t i o n m o d e ) 和连续导电模 式c c m ( c o n t i 删o l l sc 0 n d u c t i o nm o d e ) 两种控制方式，在d c m 下，用电压跟 随器方法实现p f c ，而在c c m 下，则可用乘法器方法实现p f c “叮“8 1 。 d c m 控制模式的优点：输入电流自然跟随输入电压且输入电流畸变率较小； 功率开关管零电流开通，没有二极管的反向恢复问题。缺点：输入电流纹波较大， 对输出滤波电路要求高；峰值电流远高于平均电流，而且开关器件承受较大的应 力，导致导通损耗和成本增加，只适合用在小功率场合；同时，功率因数与输入 和输出电压的比值有关，当输入电压变化时，功率因数也将发生变化，所以， d c m 方式的有源功率因数校正电路较少被使用。 c c m 控制模式的优点：输入电流纹波小1 1 d 和e m i 小，对输入滤波器的 要求小，输入电流峰值小，对器件的应力要求就小，相应减小了器件的导通损耗； 适用于大功率应用。其主要的一个缺点在于高压快恢复二极管反向恢复带来的损 耗比较高，影晌整个系统的效率并造成一些e m i 问题。 从上面的分析可以看出，c c m 模式在大功率应用的场合具有相对较大的优 势，所以此系统b o o s t a p f c 电路选择工作在c c m 模式下。 采用c c m 工作模式，就需要使用乘法器来实现p f c “”，当采用乘法器控制 时，由于输入电流总带有一些开关频率的纹波，因此必须决定反馈哪个电流，因 此产生了三种电流的控制方式，即电流峰值控制、电流滞环控制、平均电流控制 “。这三种控制方式的基本特点如下表2 1 所示。 l o 西北工业大学硕士论文第二章系统设计方案 表2 1 控制方法检测电流开关频率工作模式对噪声使用拓扑备注 电流峰值开关电流 恒定c c m敏感b 0 0 s t 续斜率补偿 电流滞环电感电流变频c c m敏感 b 0 0 s t 需逻辑控制 平均电流电感电流恒定任意不敏感 任意 需电流误差放大器 其中平均电流控制方式的优点是：开关频率恒定；n d 较小，电感电流峰值与 平均值之间的误差小；跟踪误差小瞬态特性较好；对噪声不敏感；适用于大功率 应用；此控制方案是目前p f c 中应用最为广泛的一种控制方式。考虑到本变换 器的功率较大，以及对输出特性的要求较高，所以就采用工作在c c m 模式下的 平均电流控制方式。 2 3 后级d c d c 的设计方案 d c d c 变换属于开关电源中实现功率变换的部分。本项目所研制的变换器 要求输出功率为1 k w ，同时具有很强的过载能力，属于大功率电源。后级d c d c 变换的输入电压为单相p f c 升压后稳定的直流电压，电压较高( 大约为4 0 0 v ) ， 对开关器件的电压应力要求较高，因此选用全桥式电路较为合适，变压器磁芯和 绕组能够得到最佳的利用，使效率、功率密度得到提高；另一方面，功率开关在 较安全的情况下运行，一般情况下，最大的反向电压不会超过输入整流滤波电路 的输出电压。但是全桥交换需要的功率器件比较多，在开关导通的回路上，至少 有两个管压降，因此功率损耗也就比较大。由于前级a p f c 输出直流电压很高， 这些损耗还是可以接受的。 目前常用的全桥式变换器有传统的硬开关式、谐振式及移相式，其中软开关 移相式近年来受到人们普遍的关注，它综合了p w m 控制技术与软开关的优点， 在大范围内实现恒频p w m 控制，而在功率器件换流瞬间，它利用变压器的漏感 和功率半导体器件的结电容的谐振来实现零电压开关换流。1 。因此本项目要开 发的电源的后级变换d c d c 就采用移相全桥变换器的拓扑结构。本文在第4 章 将对此详细加以介绍。 2 4 辅助功能部分 1 辅助电源 辅助电源电路的功能是为控制电路供电。辅助电源的类型很多，既可以采用 串联线性调整型电源，也可以采用小功率开关电源。在本系统中，将采用u c 3 8 4 4 为控制i c 构成3 0 w 的单端反激式电源来为控制电路供电，具有两路单独的1 5 v 西北工业大学硕士论文第二章系统设计方案 输出”1 。 2 保护电路 保护电路是控制电路中的一个重要组成部分，为了提高电源的可靠性必须不 断的完善保护电路的功能。当前电源的保护电路的主要保护功能有：过压保护、 过流保护、欠压保护和过热保护，其中过压、过流保护是为了保护外界负载和电 源两者而设置的，而欠压和过热保护是为了电源本身而设置的。 3 软启动电路 考虑到：( 1 ) 由于在b o o s t 电路中，输出电压总是高于输入电压。在电压启 动时，输出电压为零。输入电压通过电感l 向输出端传递能量，电感l 两端在 较长时间内承受正电压，会导致很大的电流尖峰，导致电路中器件的过流损坏。 ( 2 ) 电源的输出滤波电容较大，输出电压的突然建立将会形成非常大的电容充 电电流，叠加在负载电流上，不仅可能使过流保护电路产生误动作，也可能会造 成开关管的过流损坏。如果为了避免因此引起的误动作而将保护电路的保护动作 延迟，这样将会降低过流保护的安全性和有效性“。 因此电源必须具备软启动环节来避免上述两种情况产生的电流过冲的问题。 2 5 本章小结 通过以上部分的分析介绍，我们已经基本确立的本系统设计的大体方案： 1 总体结构上采用两级p f c 技术； 2 前级p f c 采用b o o s t 升压型平均电流控制方式的a p f c 技术； 3 后级d c d c 变换采用移相全桥软开关技术； 最后介绍了系统的辅助部分的设计思路。 西北工业大学硕士论文 第三章有源功率因数校正的原理与设计 第三章有源功率因数校正的原理与设计 针对如何提高功率因数，抑制谐波电流，在上章中我们介绍了前级p f c 电路 选用b o o s t 型平均电流控制的有源功率因数校正技术。在本章中，首先介绍b 0 0 s t 变换器的基本工作原理，在此基础上进一步详细介绍b o o s ta p f c 的工作原理和 软开关的实现，最后对电路进行设计和实验。 3 1a p f c 的基本工作原理 3 1 1b o o s t 变换器 l 、b 0 0 s t 变换器的拓扑结构 b o o s t 变换器结构如图3 - l 所示，由升压电感l ，快恢复二极管d 、开关管q 和输出滤波电容c 构成，完成电压由到的升压功能。 ( a ) b o o s t 变换电路原理图( b ) 由晶体管和二极管构成的b o o s t 电路 图3 1b o o s t 变换器 2 、b 0 0 s t 变换器的工作原理 1 ) 为了分析稳态特性，简化推导公式的过程，特作如下几点假定： a 开关晶体管和二极管均为理想元件，也就是可以瞬间地“导通”和“截 止”，而且“导通”时压降为零，“截止”时漏电流为零。 b 电感和电容也是理想元件。电感工作在线性区而未饱和，寄生电阻为零， 电容的等效串联电阻为零； c 输出电压中的纹波电压与输出电压的比值小到允许忽略。 2 ) 工作过程 如图3 l ( a ) 所示，当开关s 在位置a 时，电路简化为如图3 2 ( a ) 所示。 电流t 流过电感线圈l ，在电感线圈未饱和前，电流线性增加，电能以磁能形式 储存在电感线圈l 中。此时，电容c 放电，r 上流过电流厶，r 两端为输出电压 ，极性上正下负。由于开关管q 导通，二极管阳极接负极，二极管d 承受反 压状态，所以电容c 不能通过开关管放电。当开关s 转换到位置b 时，电路简 西北工业大学硕士论文第三章有源功率因数校正的原理与设计 化为图3 - 2 ( b ) ，线圈l 中的磁场将改变线圈l 两端的电压极性以保持屯不变， 这样线圈l 磁能转化成的电压吒与电源珞串联，以高于k 的电压向电容c 、负 载r 供电。图3 - 2 ( b ) 中，当a 点电压圪高于时，电容有充电电流；等于 时，充电电流为零；当v o 有降低趋势时，电容c 向负载r 放电，维持v o 不变。 一圪珞醐 ( a )( b ) 图3 2b o o s t 变换器的工作过程 由于圪+ 向负载r 供电时高于k ，所以称为升压变换器。 3 1 2b o o s ta p f c 的基本原理 本系统中采用b 0 0 s t 型拓扑结构进行功率因数校正，在c c m 模式下，使用 带前馈电压的平均电流控制法进行电路的控制。图3 3 给出了一个b o o s t 有源功 率因数校正器的原理图。主电路由单相桥式整流器和b 0 0 s c 变换器组成，虚线框 内为控制电路，包括电压误差放大器、，a 及基准电压玢，电流误差放大器c a ， 乘法器m ，脉宽调制器和驱动器等，负载可以是一个开关电源。 图3 3b 0 0 s t 有源功率因数校正器原理图 如图3 3 所示，主电路的输出电压和基准电压咋相比较后，输入给电压误 1 4 西北工业大学硕士论文 第三章有源功率因数校正的原理与设计 差放大器v a 。电压误差放大器v a 的输出电压信号和整流电压，检测值共同加 到乘法器m 的输入端，乘法器m 的输出则作为电流反馈控制的基准信号，与开 关电流厶检测值比较后经过电流误差放大器c a 加到p w m 及驱动器，以控制开 关管t 的通断，从而使输入电流( 即电感电流) ，的波形与整流电压的波形一 致，使电流谐波大大减少，从而提高了输入端的功率因数。由于功率因数校正器 同时保持输出电压恒定，使得下一级开关电源设计更为容易。 图3 4 给出输入电压波形、k 和经过校正的输入电流f ，、五的波形。在一 个开关周期内，当开关t 导通时i 。= 0 ，丘= 蠡；当开关t 关断时，= o ，屯= 毛( 为流过开关t 的电流，乇为流过二极管的电流) 。这样，具有高频纹波的输入电 流，当取每个开关周期的平均值时，就可以得到较光滑的近似正弦波的波形“”1 。 f 图3 4 校正后的输入电压k 、电流及整流电压、电感电流屯波形 3 1 3 平均电流控制原理 图3 5 给出了用平均电流控制的b 0 0 s t 功率因数校正器电路原理图。 图3 5 平均电流控制法原理图 它的主要特点是用电流误差放大器( 或动态补偿器) c a 代替电流滞环控制 法和峰值电流控制法中的电流比较器。平均电流控制原来是用在开关电源中的电 西北工业大学硕士论文第三章有源功率因数校正的原理与设计 流环( 内环1 以调节输出电流的，并且仅以输出电压误差放大信号为基准电流。现 在将平均电流法应用于功率因数调节，以输入整流电压和输出电压误差放大信号 的乘积为电流基准，并且电流环调节输入电流平均值，使与输入整流电压同相位， 接近正弦波形。输入电流信号被直接检测，与基准电流比较后，其高频分量( 如 1 0 0 z ) 的变化，通过电流误差放大器，被平均化处理。放大后的平均电流误差 与锯齿波斜坡比较后，给开关n 驱动信号，并决定了其应有的占空比。于是电 流误差被迅速而精确地校正。由于电流环有较高的增益带宽( g 缸b 锄d 谢d t l l ) ， 使跟踪误差产生的畸变小于1 ，容易实现接近于l 的功率因数“”。 图3 6 给出平均电流控制时电感电流波形图。图中实线为电感电流，虚线为 平均电流。 1 图3 _ 6 平均电流控制法控制时的电感电流波形图 3 1 4a p f c 系统设计的难点和注意事项 t 除了开关损耗外，对于工作在c c m 模式下的b 0 0 s t a p f c ，二极管的反向恢 复时间是一个严重的问题。在图3 3 所示的b 0 0 s ta p f c 电路中，因为通常工作 在几十k h z 到上百k h z 的开关频率，所以必须采用超快恢复二极管。目前，工 作在6 0 0 1 2 0 0 v 电压等级的通常为硅只二极管，硅只二极管是一种少子器件， 在正向导通的过程中会存储大量少数载流子，在二极管关断之前，这些存储的 少数载流予必须和多数载流子复合，这会引起反向恢复电流，增加关断损耗。在 主开关开通，二极管的电流向主开关换流的过程中，由于二极管的自身特性，二 极管在流过的电流到零后不会马上截止。在二极管的反向恢复过程中，输出电容、 二极管和开关组成了一个闭合回路，回路的阻抗非常小，而输出电容上的电压很 高，通常在4 0 0 v 左右，因此由反向恢复引起的电流非常大，可以达到主开关管 正常工作电流的十几倍，图3 7 所示为实验中得到的硬开关的p f c 中开关上的 电压和电流波形，从图中可以看出，开关在导通时会有一个很大的电流尖冲。由 1 6 西北工业大学硕士论文第三章有源功率因数校正的原理与设计 于在反向恢复过程中，加在主开关管上的电压为输出电容的电压( 4 0 0 v 左右) ， 并且开关工作在很高的开关频率下，二极管的反向恢复会在主开关上引起比较大 的开关损耗，还可能会导致开关管因为过流而损坏，并且，在短暂的反向恢复时 间内，电路中电流的变化率非常的大，过高的d i d t 会引起严重的电磁干扰问题”。 图3 7 硬开关b o o s t a p f c 主开关上的电压与电流波形 因此，在传统的硬开关的a p f c 中，抑制二极管的反向恢复，就是一个非常 重要的问题。在过去的十年中，有许多优秀的拓扑被提出，有的可以抑制二极管 的反向恢复问题，有的拓扑除了抑制二极管的反向恢复外，还能够实现开关的软 开关，减小开关损耗，使得变换器的效率进一步提高。 文献【2 6 】提出一种扩展周期准谐振软开关p f c 电路。在准谐振变换器中，通 过谐振使得开关上的电压和电流按准正弦规律变换，从而为开关创造零电压或零 电流软开关条件。扩展周期准谐振软开关p f c 电路如图所示。由于谐振电感得 存在，主开关s w l 在零电流条件下开通，二极管得反向恢复得到了抑制。辅助 开关在零电压条件下开通，零电流情况下关断。电路中开关得电压应力较小，但 是电路中开关得电流应力较大，这也是谐振电路的共同缺点。 jlj ：w 二 警i - jl