（电磁场与微波技术专业论文）毫米波cmos集成接收机前端研究.pdf

上海大学硕士学位论文 毫米波c m o s 集成接收机前端研究 摘要 随着千兆比特点对点链接、大容量的无线局域网( w u 蝌) 、短距离高速无 线个人局域网( w p a n ) 和车用雷达等高速率宽频带通信应用的市场需求不断 扩大，设计和实现具有高集成度、高性能、低功耗和低成本的毫米波m m i c 迫 在眉睫。作为成熟的工艺，s i 基c m o s 具有低成本、低功耗以及能与基带i c 模块的工艺相兼容等优点，但是与g a a s 相比，其在高频性能和噪声性能方面 并不具备优势。然而，随着深亚微米和纳米c m o s 工艺的日趋成熟，其沟道长 度不断减小，截止频率弁不断增加，设计和实现毫米波c m o s 集成电路已成为 可能。本论文对毫米波c m o s 集成电路设计的关键技术毫米波频段的有源 与无源器件建模做了研究，并采用t s m c0 1 8 p ml p 6 mc m o s 工艺设计实现了 3 6 g h zc m o s 接收机前端电路。 本文首先对应用于毫米波频段的m o s f e t 、积累型m o s 变容管和共面波 导的建模作了详细探讨，研究其器件构造、工作机理，提出了等效电路模型和 相应的模型参数提取方法。随后，本文对接收机前端中的主要单元电路源 极电感负反馈的差分式共源共栅低噪声放大器、g i l b 酣有源双平衡混频器作了 详细探讨。研究了低噪声放大器的噪声优化方法，混频器的工作原理、增益和 线性度的改进方法，并给出了具体的设计过程。最后，本文比较了各种无线接 收机的结构，给出了3 6 g h z 低中频接收机的结构。 采用m i n o s n t 完成了m o s f e t 和积累型m o s 变容管的建模，采用 h f s s 和a d s 完成了新型低损耗v g c p w 的建模，该m o s f e t 模型可精确预 测1 0 0 m h z 至6 0 g h z 频率范围内的不同偏置条件下的m o s f e t 的特性，而积 累型m o s 变容管模型和v g c p w 模型可在1 0 0 m h z 至4 0 g h z 的频率范围内预 测各自的高频特性。采用c a d s p e c 仃e r f 完成了3 6 g h zc m o s 低噪声放大 器和混频器的仿真，采用c a d 锄c e n l l o s 0l a y o u te d i t 完成了各单元电路和接收 机前端的版图设计，采用d i v a 验证工具完成了各单元电路的d l 和l v s 验证。 仿真结果：低噪声放大器的噪声系数为5 3 d b ，增益为1 1 2 d b ，输入三阶截止 上海大学硕士学位论文毫米波c m o s 集成接收机前端研究 点为1 5 d b m ，输入l d b 压缩点为9 6 d b m ，消耗电流为2 4 n 认；混频器的变频 增益为8 3 d b ，噪声系数为9 9 d b ，输入三阶截止点为3 3 d b m ，输入1 d b 压缩 点为1 2 2 d b m ，消耗电流为2 5 i n a ；3 6 g h z 接收机前端的增益为1 8 8 d b ，噪声 系数为8 8 d b ，3 d b 带宽为2 4 4 g h z ，输入l d b 压缩点为1 7 7 d b m ，总电流消 耗为4 9 m a ，各项性能均达到预定的设计指标。 关键词：c m o s ；毫米波；建模；m o s f e t ；m o s 变容管；共面波导；低噪声 放大器；混频器；接收机前端 i l 上海大学硕士学位论文 毫米波c m o s 集成接收机前端研究 a b s t r a c t 1 1 1 ed e s i 印觚di m p l 锄钮to fm i l l i m e 衙- w a v em o n o l i 吐l i cm i 啪w a v e i n t e 酬e d c i r c u i t s ( m m i c s ) w 曲h i g l ll e v e l so fi n t e 刚i o 玛h i g l lp e m i m 锄c e ，l o wp o w e ra n d l o wc 0 s ti s 懿豫n e l yu r g e n t 丽t ht l l ei l l c r e 鹪i n gd 锄锄d so fm a r k e tf o rw i r e l e s s a p p l i c a t i o 船，如c h 弱舀g a b i 讹p o i n t - t 0 一p o i n tl i i l k s ，w 沁l c s sl o c a la r c a 鹏咐o r l 【s ( w l a n s ) w i me x m l o r d i n a 巧c 印a c i t 弘s h o n - 瑚g e1 l i g hd a 协r a t ew i r d 器sp e r s 0 n a l a r e an e t 、) i ，o r k s ( w r i ，a n s ) 觚dv e i l i c i l l 盯r a d 配a sam a t i l r ep m c e s s ，s i l i c o n b 嬲e d c m o s t e c h n o l o g yh 鹊m ea d v 锄t a g 鹤o fl o wc o s t ，l o wp o w 盱a i l dc o m p a t i b i l i t ) rw i n l b 勰e b 锄di cm o d u l e s ，b u ti tc a i l 】n o tc o n l p e t ew i t hg a a si i lt 锄so fr f 锄dn o i s e p 曲m a n c e h o w e v e r ，w i t l ln l em a _ t u r i t ) ，o ft i 心d e 印s u _ b - m i c r o n 锄dn a n o m e t e r c m o st e c h n o l o 踽i ti sp o s s i b l et 0d 髓i 印m i l l i m e t 昏w a v ei n t e g r a t e dc i r c l l i t si n c m o s p r o c e s sw i mm es m a l l e rc h 猢e l l e l l g t l l 觚dt l l eh i 曲e r 咖s i e n tf e q u e i l c yf t t l l i s 口l 器i sp r e s t st 1 1 er e s e a r c ho ft h ek e y t e c h n o i o 西骼，i n c l u d i n ga c t i v ed e v i c e 趾d p 鹊s i v ed e v i c em o d e l i n ga tm i l l i m e t e r - w a v ef e q u 既c i e s ，a i l dn l ed e s i g no f3 6 g h z c m o sr e c e i v e rl 的n t - dc i r c ：u i t si l lt s m c0 18 岬lp 6 mc m o s p r o c 懿s f i r s to fa l l ，t l l i st l l e s i sd i s s s e sm em o d e l i n go fm o s f e t ，a c c l 蛐u l a t e dm o s v 嬲l c t o ra n dc p w ja n dt l l e i rs t m c t u r e 锄d0 p e r a t i o nm e c h a l l i s mi i ld e t a i l t h e e q u i v a l 锄tc 概i tm o d e l sa n de x 位a c t i o nm e t l l o d o l o g yo fm o d e lp a m m d e 瑙a r e p r e s 即t o dr e s p e c ：t i v e l ys e c o n d l y t i l i sn l e s i sd i s c 邺s 懿t l l em 旬o rm 吠h 1 1 髓o ft l l e r e c e i v 盱心o n t - 锄吐i i l c l u d i n gd i 缳糯t i a lc 硒c a d e l n aw i ms o u r c ei i l d u c t o r d e g e n e r a t i o n 锄dg i l b c nd l l a l - b a l 锄c e di i l i x 既1 km e 吐l o d 矗竹。舢啦l n a n o i s ep e 疵l 册锄c e 锄di l i l p r 0 、，i n gt h eg a i n 锄dl i l l e 撕t ) ，o f1 1 1 i x e fi s a l s 0 硼鼯锄t e d t l l i r d l y ，s e v e r a ls 臼仙c t i j r 骼o ft l l ew i r c l e s sr e c e i v 盯a e x p l o r e 也觚dal o w 珲 s t l l 肋鹏o f3 6 g h zr e c 咖钉i sp r e s 饥t c d t h er e c e i v e rf 如n t - e l l d 趾dr e l a t e dm o d l l l 骼a r es i m u l a t o di nc a d e n c e s p e c t r c r f 1 1 圮l a y o u t sa a c c o m p l i s h c di i lc a d e l l c ev i m l o s ol a y o u te d i t o r a n dm e v e r i f i c a t i o no fd r ca n dl v sv c r i f i c a l i o ni sp a s s c di i ld i v a 1 1 1 el n a e x l l i b i t sm e i i i 上海大学硕士学位论文 毫米波c m o s 集成接收机前端研究 g 习i i i lo f1 1 2 d b ，i s ef i g u r eo f 5 5 d b ，p l 衄o f - 9 6 d b m ，i 口3o f 一1 5 d b m ；m em i 】【凹 e x l l i b i t st t 圮c o n v e 璐i o ng a i l lo f8 3 d b ，n o i 丘g u r eo f 9 9 d b ，p l 阳o f 一1 2 2 d b m ，i 3 o f - 3 3 d b m t h e3 6 g h z c e i v 盯矗- o i l t - 锄de x m b i t st l l ec o n v e 猖i g a i no f18 8 d b ， n o i s ef i g 哪- eo f8 8 d b ，p l d bo f l7 7 d b ，3 d bb 锄d w i d m0 f2 4 4 g h z ，m et o t a lc l l r r a l t o f4 9 m a t h es i m u l a t i o nr e 鲫l t sr e a c l lm ed e s i g ng o a l s k e y w o r d s ：c m o s ，i n i l l i m 锨w a v e ，m o d e l i 呜m o s f e t m o sv a r a 咖r ，c p w ， l n a m i x r e c e i v e r 舶n t - e i l d 上海大学硕士学位论文毫米波c 勖o s 集成接收机前端研究 原创性声明 本人声明：所呈交的论文是本人在导师指导下进行的研究工作。 除了文中特别加以标注和致谢的地方外，论文中不包含其他人已发 表或撰写过的研究成果。参与同一工作的其他同志对本研究所做的 任何贡献均已在论文中作了明确的说明并表示了谢意。 签名：垄童盛日期：兰坐 本论文使用授权说明 本人完全了解上海大学有关保留、使用学位论文的规定，即： 学校有权保留论文及送交论文复印件，允许论文被查阅和借阅；学 校可以公布论文的全部或部分内容。 ( 保密的论文在解密后应遵守此规定) 签名：霾童堑导师签名：驾 日期：堡呈星：兰i ( 上海大学硕士学位论文毫米波c m o s 集成接收机前端研究 第一章绪论 1 1 研究目的 毫米波通常是指3 0 g h z 至3 0 0 g h z 频率范围的电磁波，属于微波波段。在 军事上，工作在毫米波频段的单片微波集成电路( m m i c ) 已经广泛应用于雷 达和卫星通信中，这些电路多采用g 啦s 或1 1 1 p 基，由于g a a s 和i n p 材料具有 较高的电子迁移率和电阻率，因此电路可以获得较好的i 心性能，但成本较高。 随着千兆比特点对点链接、大容量的无线局域网( w l a n ) 、短距离高速无线个 人局域网( w p a n ) 和车用雷达等高速率宽频带通信应用的市场需求不断扩大， 设计和实现具有高集成度、高性能、低功耗和低成本的毫米波m m i c 迫在眉睫。 作为成熟的工艺，s i 基c m o s 具有低成本、低功耗以及能与基带集成电路 模块的工艺相兼容等优点，但是与g a a s 相比，其在高频性能和噪声性能等方 面并不具备优势。然而，随着深亚微米和纳米工艺的日趋成熟，设计和实现 c m o s 集成电路已经成为可能。近年来，美、日等国相继开放了非许可得具有 7 g h z 带宽的毫米波频段( 美国5 7 6 4 g h z ，日本5 9 6 6 g h z ) ，从而进一步刺激 了对毫米波c m o s 技术的研究。可以预期，在今后几年里，毫米波c m o s 技 术将会突飞猛进，成为设计毫米波m m i c 的另一种有效的选择。 我国在毫米波c m o s 集成电路设计这领域还处于起步阶段，鲜有相关报 道。因此，研究毫米波c m o s 集成电路的关键技术和收发电路设计不仅可以提 高我国在该领域的核心竞争力，而且对毫米波c m o s 单片集成电路的产业化和 实用化具有重要的实际意义。 1 2 研究目标 到目前为止，只有c m o s 压控振荡器( v c o ) 的工作频率超过1 0 0 g h z ， 而c m o s 低噪声放大器( l n a ) 和混频器( m i x e r ) 的工作频率还只能达到6 0 g h z 左右。产生这种情况的一个重要原因就在于缺乏应用于毫米波频段的、精确的 c m o s 有源和无源器件模型。因此，毫米波c m o s 建模问题仍是今后研究的重 点，其中包括器件模型的建立、模型参数的提取以及模型参数随偏置条件和特 上海大学硕士学位论文毫米波c m o s 集成接收机前端研究 征尺寸的减小而产生非准静态效应的问题。利用c m o s 技术设计毫米波m m i c 的最终目的就是将整个收发前端系统集成在一个芯片上。为了达到这一目的， 不仅需要优化设计收发前端的各个模块，如低噪声放大器、压控振荡器、混频 器和功率放大器等，而且收发前端系统设计也需要进一步深入研究。 本论文主要研究毫米波频段的m o s f e t 、m o s 变容管和共面波导( c p w ) 的建模，采用成本更低的t s m co 1 8 岬c m o s 工艺设计实现了3 6 g h z 低噪声 放大器和混频器以及接收机前端电路，并且进行相应的性能分析和讨论。采用 c a d 锄c es p e c 骶i 江和v i r t u o s o 等设计工具完成电路仿真、版图设计和d r c 、l 、，s 验证。 1 3 国内外研究概况 毫米波c m o s 集成电路是在基于c m o s 射频集成电路( r f i c ) 的基础上 发展起来的。对于c m o sr f i c 的研究始于2 0 世纪9 0 年代，在之后的十年中 c m o s 技术无论是在工艺、无源器件还是电路设计上都取得了巨大的进步。 c m o s 工艺自8 0 年代以来从原先的3 岬工艺发展到0 1 3 岬，而如今更是达到 了3 2 i 蚰这样的纳米级工艺。随着c m o s 工艺尺寸缩小，c m o s 晶体管的特征 频率弁和最大振荡频率得到进一步提升。在标准9 0 n mc m o s 工艺下，f r 和已经可以达到1 0 0 g h z 以上【l 】。在c m o si 疆i c 中，最先被广泛采用的电 感形式是在c m o s 的项层金属层制作平面螺旋电感，其在结构上很好地解决了 片上电感的问题，但是它的缺点是具有较大的衬底涡流损耗和寄生效应，从而 导致电感的品质因数的下降。因此，在涡流损耗更加显著的毫米波频段频段工 作时，平面螺旋电感的性能将很难满足电路设计的要求。现今，一种较为有效 的解决方法就是使用传输线结构。与螺旋电感相比，传输线具有通过改变尺寸 和结构能精确实现小电感的优点。虽然在低频段，传输线的损耗和占用面积较 大，但是在毫米波频段，其长度将明显缩小，而且q 值可以达到2 0 左右。另 外，传输线具有良好的接地回路，能有效减小与相邻电路的电磁耦合。 随着c m o s 技术在工艺和无源器件上的进步，c m o s 电路设计在近十几年 来得到了迅猛发展，工作频率几乎以每十年提高一个数量级的速度上升。l n a 处于接收前端的第一级，其噪声系数在很大程度上决定了整个前端的噪声性能， 2 上海大学硕士学位论文毫米波c m o s 集成接收机前端研究 由于增益和噪声系数是相互矛盾的两个指标，因此设计实现兼具高增益、低噪 声及低功耗的c m o sl n a 非常困难。尽管如此，近两年来已经有人在毫米波 频段的c m o sl n a 做了尝试。m 删d 等人【i 】采用两级放大来提高增益，首次设 计实现了在标准9 0 啪c m o s 工艺下的4 0 g h zl n a 。d o 锄等人利用三阶共源 共栅级，采用o 1 3 岬标准c m o s 工艺制作了第一块6 0 g h zc m o sl n a ，增益 达到1 2 d b ，噪声系数为8 8 d b 【2 1 。设计工作在毫米波频段的混频器同样非常困 难，g u 孤等人采用o 1 8 岬标准c m o s 工艺实现了第一块6 0 g h z 混频器吲。 在毫米波收发前端的设计中，v c o 是另一个设计重点。对于v c o 来说， 相位噪声是一个重要的性能指标。由于电感设计的好坏将直接影响v c o 的相位 噪声，因此设计具有高q 值和低损耗的电感是至关重要的。当前，在设计几十 g h z 的c m o sv c o 时，通常采用以下四种电感结构：线电感、微带线、共面 波导和螺旋电感。g - n i 觚l u 0 等人制作了5 0 g h zc m o sv c o ，其电感采用 线电感结构，电感的仿真q 值在5 0 g h z 能够超过3 0 ，最后整个v c o 的相位噪 声可以达到9 6 d b 棚z l m h z f 4 】。r e n - c h l e hl i u 等人则利用非对称共面带状线 ( a c p s ) 结构实现电感，采用o 2 5 “m 标准c m o s 工艺制作了6 3 g h zv c o ， 其相位噪声达到8 5 d b c h z 1 m h z 【5 】。虽然螺旋电感在毫米波频段的性能不是 很好，但是通过改变形状和结构，螺旋电感仍然可以应用于毫米波c m o s 集成 电路。c h 锄曲u ac a 0 等人改变了传统螺旋电感的结构，设计出了差分圆形螺旋 电感，在o 1 3 岬标准c m o s 工艺下，利用这种结构的螺旋电感，设计实现了 5 9 g h z 和1 0 5 g h z 的c m o sv c o ，其相位噪声分别达到8 9 d b c h z 1 m h z 和 9 7 5 d b c h z 1o m h z 【6 】。 对于毫米波c m o s 收发前端的研究最近几年才刚刚开始，至今相关文献报 道甚少。2 0 0 6 年姚a v i 报道了采用o 1 3 岬标准c m o s 工艺制作的第一块6 0 g h z c m o s 接收前端【刀，其架构如图1 1 所示。该接收前端的设计有以下几个特点： 首先，采用了折合微带线结构来实现电感和互连线( 如图1 2 所示) ；其次，在 l n a 设计中采用了共栅级结构；最后，混频器采用了单平衡结构。整个接收器 的增益达到2 8 d b ，噪声系数为1 2 5 d b ，l d b 压缩点为2 2 5 d b m ，总的功率消耗 是9 m w 。 3 上海大学硕士学位论文毫米波c m o s 集成接收机前端研究 图1 1 接收前端架构 田 争硝牛啸 l - ，u 孵哪 图i 2 折合微带线( a ) 折合微带线结构( b ) 等效窄带电路模型 目前，我国在该领域的研究报道甚少，除我校外仅东南大学和台湾清华大 学等作了相关研究，如文献 8 】对射频和混合信号工艺的m o s 场效应晶体管进 行了建模，文献 9 】则采用衬底r l c 网络来预测m o s 晶体管的噪声性能，但均 采用了o 1 3 岬c m o s 工艺。但总体来说，在毫米波c m o s 集成电路研究和设 计方面，我国和国外还有相当大的差距，不仅在水平上，而且在研究力度上也 相差甚远。因此，必须加强在该领域的研究和开发以尽快拥有我国自主知识产 权的产品，从而免于在激烈的竞争中处于不利地位。 1 4 论文结构 本论文是作者攻读硕士学位期间所参与的毫米波c m o s 集成电路研究课题 部分的工作总结，研究了针对更低成本的o 1 8 岬c m o s 工艺的m o s f e t 、m o s 变容管和共面波导传输线的建模；完成了3 6 g h zc m o s 低噪声放大器、混频器 和接收机前端的电路设计和版图设计，并进行相应的性能分析和讨论。 本论文共分七章，各章节具体内容如下： 第一章介绍了本论文的研究目的、研究目标以及毫米波c m o s 集成电路的 发展现状。 第二章详细讨论了应用于毫米波频段的m o s f e t 、m o s 变容管和共面波导 传输线的建模方法，包括器件构造、等效电路模型、模型参数提取，并作了相 应的模型仿真验证和分析。 第三、四、五章详细讨论了3 6 g h zc m o s 低噪声放大器、c m o s 有源双平 衡混频器和c m o s 接收机前端的设计过程，并给出了相应的仿真优化结果和分 析。 4 上海大学硕士学位论文 毫米波c m o s 集成接收机前端研究 第六章为本论文的结论，指出本文所完成的工作以及进一步的工作和研究 方向。 5 上海大学硕士学位论文毫米波c m o s 集成接收机前端研究 第二章毫米波c m o s 集成电路的关键技术 建立精确有效的c m o s 有源和无源器件模型是毫米波c m o s 集成电路设 计的关键。在射频集成电路设计中，有源器件通常用于驱动或放大电路，而无 源器件多用于匹配网络电路。过去，射频电路设计采用查表的方法，以二端口 或多端口网络的形式建立各种不同的器件尺寸、偏置和频率的数据库。这种方 法的缺点在于器件只能被看作一个黑匣子，设计者不能进行系统综合，因此优 化方法很难被实现。现今，一种较好的并已被广泛采用的方法就是利用基于物 理特性的精简模型。这种模型通过一系列参数和方程来获取器件行为背后的重 要物理特性，它的好处就在于仅仅使用一套参数和公式就能在较大的不同尺寸、 偏置和工作频率的范围内重构器件行为，设计者具有使用器件的最大自由度。 2 1 毫米波m o s f e t 的建模 2 1 1 引言 到目前为止，只有c m o s 压控振荡器的工作频率超过1 0 0 g h z ，而c m o s 低噪 声放大器和混频器的工作频率还只能达到6 0 g h z 左右。造成这种情况的一个重要 原因就在于缺乏应用于毫米波频段的精确的m 0 s f e t 模型，包括模型的建立，模 型参数的提取以及模型参数随偏置条件和特征尺寸的减小而产生非准静态效应 等问题。 由于器件的特征尺寸不断减小，为了减小由于器件内部的高电场而产生的相 关效应，工作电压也必须随之下降，从用于较早c m o s 技术( 典型的特征尺寸大 于0 5 岬) 的5 v 下降到目前0 1 3 岬超深亚微米( u d s m ) 技术的1 2 v 。然而，为 了使阈值电压以相同的比例减小，就必须增大漏极的泄漏电流，这就影响了数字 芯片的稳定功率消耗。因此，结果就是有效过驱动电压v g s v m 减小，使得模拟 晶体管的工作点从强反型区移至中等反型区，甚至最终移至弱反型区。从这个角 度来看，拥有能精确预测m o s f e t 在所有工作区( 包括强反型区、中等反型区和 弱反型区) 的特性的模型是至关重要的。 在几个g h z 频段的c m o sr f i c 设计中，m o s f e t 模型大多基于b s i m 3 模型， ： ： 通过对其扩展添加外部寄生参数来构建模型。这种方法同样可以借鉴用以开发毫 6 上海大学硕士学位论文 毫米波c m o s 集成接收机前端研究 米波m o s f e t 模型，文献【2 】【1 0 就以此方法建立了毫米波m o s f e t 模型，前者采 用a 西l 曲ti c c a p 中的混合优化算法提取模型参数，后者则采用电磁仿真方法提 取模型外部寄生参数，虽然后者简化了模型参数提取的过程，但此参数提取方法 受偏置条件限制。b s i m 3 模型的最大缺点就是参数太多，很多参数的物理意义不 是很明确，而且直流参数提取过程繁琐。而近年来出现的直接基于器件物理的 e p f l e l 模型【1 1 1 ，其参数较少且多数都具有明确的物理意义，文献 1 2 】就基于 e k v 模型提出了适用于频率高达4 0 g h z 的i 心m o s f e t 模型，采用z 参数的分析方 法提取外部寄生参数，但是此模型仅针对弱反型条件下的m o s 晶体管。 2 1 2e k v 本征直流模型 m o s f e t 的直流、交流和噪声模型可以根据存储于器件的不同电荷来描述， 即反型迁移电荷密度翻。通过估算沟道漏、源端的反型迁移电荷密度，可以分 别定义为跣和瓯 1 刀。这种基于电荷的建模方法有以下好处： ( 1 ) 在器件物理上是接地的； ( 2 ) 提供了在所有工作区都有效的简单分析方程； ( 3 ) 保证了直流、交流和噪声模型的连贯性； ( 4 ) 覆盖了较大的频率范围。 在这个基于电荷的模型中，漏电流i d 可分为正向电流i f 和反向电流i r 的差 【1 8 】，表示为： 厶= 厶一厶= 蹿o r 一) ( 2 1 ) 式中，0 = 厶k ，f ，= 厶k 分别为正向和反向归一化电流，从而划分出弱 反型区和强反型区，其中特定电流k 量2 刀夕瞬，= 冽g 为热力电压。 因子n 是弱反型斜率，与栅极到衬底的电压有关，对于n 型沟道晶体管其典型 值为从弱反型的1 6 至强反型的1 3 ( 对于p 型沟道为1 4 1 2 ) 。需要注意的是， 根据= 吻c 二，可知i s 哗与晶体管几何尺寸有关。归一化电流i f 和i f 分别表征了源、漏端的沟道反型状态。因此，他们可以用来定义不用的工作模 ：式，如图2 1 所示。直线i 尸1 和i 产1 划分了4 个不同区域：弱反型区( i f 和i r 7 j ：海大学碘学位论立 毫米波c m o s 集成接收帆前端研究 远小于1 ) 、强反型区( i r 和或i ，远大于1 ) 和中等反型区( i r 和，或i ，在1 附近) 。 4 5 。直线对应i d 卸。反向饱和区对应的是这条线上方的区域( f ，) ，因此漏 电流是负值( 电流从源极流向漏极) 。r f m o s f e t 通常偏置在正向饱和医，对 应4 5 9 线下方区域，此时f ， f ，d 0 ，在圉21 中显示为深色区域。在饱和 区，i r 有时也被称作反型因子。图2l 中的右上区域对应线性区。归一化f 向和 反向电流可分别用归一化f 向和反向电荷q r 和晤表示： ir ；if ? i 州= 啦+ q fr i ，；i 。f f 忡= t + q ，畦 式中q 和q r 分别定义为： q ，；一醯2 一u ，乞，g ，；一如2 一u ，t ( 23 ) l ， o o 巾n 1 o o 翻2l m o s f e t 的不同1 作模式 在式( 22 ) 中，第一个甲方项对应强反型区的漂移电流，而一次项对应在 弱反型区占主导的扩散电流。在中等反型区漂移和扩散电流同时存在因此 刊时需要考虑这两项。归一化正向和反向电荷也与直流小信号参数有关即源 极跨导g 眦和漏极跨导蛐，可表示为： 口，= g 。佴，g ，= g 一( 2 4 ) 式中，= 嘣u ，而昏* 和g | l ，d 定义为： “一嫠鼬；甏k 水s ) 根据式( 2 5 ) 可以简单推导出栅极跨导，表示为： 上海大学硕士学位论文毫米波c m o s 集成接收机前端研究 舻象拓等等( 2 6 ) 从式( 2 2 ) 和( 2 4 ) 可以方便找出跨导与电流间的关系【1 5 】f 1 刀： = 。g ，= 虼 鼬= k 吼= k 在饱和区f 厂 ，从而有 ，这样栅极跨导与源极跨导成为简单 的比例关系兰g 艚加。在线性区，由于f ，= ，从而g 榭= g 耐，这样栅极跨 导为零。式( 2 7 ) 也可表示为跨导与电流比，这是一个很好的衡量器件电流效 率的指标。在饱和区，归一化“i d 关系可表示为【1 5 】【1 7 】： 兰旦：华兰熹( 2 8 ) i di d 0 4 i f + 、七、。 “i d 值越大，器件的效率就越高。式( 2 8 ) 在弱反型区( f ， 1 ) 其值随1 l 下降。通过选择合适的反型 因子i f ，“i d 曲线可以帮助选择合适的器件工作点，因此它对于设计者来说是 非常有用的。 根据文献【1 6 】【1 7 】，电流和跨导与终端电压有关，可以通过正向和反向电荷 q f 和q r 表示为： 警物，+ 吲= 乏，舅兰：翟纛篙， 等兰2 ”= 髋，兰：翟黧：扯 式中，咋兰( 一) 刀为夹断电压，即反型电荷密度变为零时的沟道电压。对 于长沟道晶体管，v p v s 也是漏源饱和电压，超过这个电压晶体管就进入正向 饱和区。之后这个值随着速度饱和效应而减小。 ： 严格地讲，只有在低电场情况下迁移率能被视为常数时，将漏电流划分为 9 查一 如一厶一 塑一 上海大学硕士学位论文毫米波c m o s 集成接收机前端研究 正向和反向模式才有效。迁移率不影响电荷璐和如，它们和终端电压有关。 然而，迁移率主要影响电荷与电流间的以及电荷与跨导间的关系。迁移率减小 效应由纵向电场和由于大横向场导致的载流子速度饱和而产生，使用有效迁移 率可以方便地应用于特定电流，定义为【1 6 】： 物= 再粤委擎甄忑q j d s n e o w 够l fl f 。d i m “j ? 式中，是低场迁移率，q b 和q i 分别为总耗尽电荷和总反型电荷，1 1 是一个典 型值为1 5 的参数，e o 是一个定义迁移率减小效应开始时的电场大小的参数，1 ) 吼 是载流子的饱和速度。 由于r fm o s f e t 通常是最小栅长器件，另一个需要解释的重要效应是沟 道长度调制( c l m ) 。在正向饱和开始时，v d _ v p ，沟道在漏端夹断。随着v d 上升大于v p ，夹断点向源极移动，导致沟道长度缩小了l 。饱和效应是一个 非常复杂的二维( 2 d ) 或者甚至是三维( 3 d ) 现象。沟道缩减量l 能从漏极 附近速度饱和区域的准二维分析来估算1 9 】： 矿一矿 址兰，l n ( 1 + 卫) ( 2 1 2 ) y 刀 式中，l 与源漏延展区( s d e ) 的扩散深度x i 有关，表示为： ，暑 ( 2 1 3 ) 是一个与，e 成正比的参数，s 是硅的介电常数。饱和电压v d 蝴相当于输 出电导变为零时的漏极电压【2 0 】，表示为： 幺二堡= e c l 谚 一l ( 2 1 4 ) 式中，e c 是载流子速度开始饱和的临界电场。由式( 2 1 4 ) 可知，当速度饱和 可被忽略时( ( 2 ( 巧一圪) ( 疋) ) lo 加昭研们细力( 2 2 0 ) g ，“l ( 瑚七触佛如力 在强反型区，。随漏电流的平方根成反比例减小( 或等效为与栅极过驱动 电压成反比例) ；而在弱反型区，它与偏置无关。需要注意的是，这与双极性晶 体管的扩散时间常数所获得的结果相同。 导纳y 西也可分解成： 乙，= j f 吒巳磊( 2 2 1 ) 其中，c 二暑0 c 二是总栅氧电容，c c 是一个仅与偏置条件有关的归一化电 容，表示为： c c = 篙笔铲亿2 2 ， 鬈是一个解释非准静态效应得传输函数。文献【2 3 】给出了在所有工作区都有 效的一般表达式。在饱和区，它简化为： 色鲍甓筹兰而南伊铲， 7 。 五s i n h ( 五)1 + 国2 驴 、 。 由式( 2 2 3 ) 可知，当缈“1 时，鬈简化为一阶函数，其截止频率等于 由式( 2 1 8 ) 给出的跨导纳函数岛的截止频率的两倍【2 l 】。 需要注意的是，在强反型区和饱和区( q p l ，吼“1 ) ，式( 2 2 2 ) 表示的 归一化电容简化为2 3 ；而在线性区( q 矽1 ) ，归一化电容简化为1 2 。在弱 反型区( q f l ，q r 1 ) ，电容函数c c 简化为q f ，由于在弱反型区q f 正比于电流， 所以相当于扩散电容。 导纳y 删可利用对称性互换式( 2 2 2 ) 中的q f 和q f ，而y 蜥与k 相关， ：表示为【1 8 】【2 2 】： ： 1 2 枣6 一i 万5 一 + 一 ，一y 一， 1 + 一b 2，一(等 上海大学硕士学位论文 毫米波c m o s 集成接收机前端研究 = o 1 ) k ( 2 2 4 ) 对称地，与y g m 相关【1 8 】捌： = o 1 ) ( 2 2 5 ) 导纳岫可通过y 画和y 鲥计掣2 3 】： = 等u 吒一一) ( 2 2 6 ) 尽管以上公式覆盖了宽的偏置范围和频率范围，但却非常精简。这就要求 知道从工作点偏置信息中提取的正向和反向归一化电流i f 和i ，。知道i f 和i r ，通 过式( 2 7 ) 就可计算出跨导鼬和踟以及正向和反向电荷q f 和q r 。有了q f 和 q r ，就可计算出邯、九、鬈和c c 以及图2 2 中小信号电路的所有跨导纳和导 纳。 当频率远低于囝q 。时，非准静态函数可进一步简化为其准静态近似值 厶兰1 一国，从而得到： 兰( 1 - 弘) 2 一弘。气( 2 2 7 ) e 耐兰g 树( 1 一，国) = g 耐一国、 7 匕兰岛( 1 _ 缈) = 岛一弘q ( 2 2 8 ) 在饱和区，c 0 = g 柑、= g 耐和c 辨= g 辨分别为解释电容非互易 性的源极、漏极和栅极的跨电容【2 1 1 。由式( 2 2 7 ) 和( 2 2 8 ) 给出的跨导纳相当 于通过在源漏间线性地划分沟道电荷这样一个简单准静态分析所获得的结果 【2 4 】 o 在准静态工作下，导纳非准静态函数简化为l ，因此导纳k 、 和y b d i 变为简单的电容c 鲥、c g d i 、c g b i 、c 蜥和c b d i 。因此，图2 2 ( a ) 所示的 一般非准静态电路简化为图2 2 ( b ) 所示的简单准静态小信号电路。 2 1 4e k v 本征噪声模型 m o s f e t 内的不同噪声源由图2 3 所示，它们包括：具有功率谱密度( p s d ) s i n d 的漏极噪声，它由沟道热噪声= 4 七r 吒和闪烁噪声 蛔= 巧( c 二锄厂口) 组成；终端电阻热噪声= 4 灯以、 1 3 上海大学硕士学位论文 毫米波c m o s 集成接收机前端研究 = 4 圳尼和= 戢吖岛；以及衬底电阻热噪声瓯m = 钺叫r a 、 瓯曲= 4 七吖和瓯脚= 4 七叫。闪烁噪声主要影响器件的低频性能，在高 频时可忽略。除了漏极的沟道热噪声，在高频时沟道内的本地噪声源通过电容 耦合至栅极，从而产生栅极感应噪声s 啦。 一v 。 = 由：= 鼍i ：c 一c ： 1 一崎 一兰 a埔。盟一 1 ” 7 ， ”l 峪 啊 h i 母创 睁 c h ：曲d r 蛐。 州1 6 由 f a 鼬i l il 哺扩 i1 图2 3 饱和区m o s f e t 的噪声源 尽管在高频时所有噪声源对总噪声都有贡献，但是主要的贡献仍然来自于 沟道热噪声，功率谱密度表示为： = 4 后丁吒( 2 2 9 ) 其中，吒= 7 g 柳( 2 3 0 ) 式中，七= 1 3 8 1 0 - 2 3 ，置为波尔兹曼常数，t 为绝对温度。g h c h 为沟道热噪声 电导，而丫是一个与偏置相关的噪声附加因子2 5 1 ，定义为： 厂置垒兰县( 2 3 1 ) g 附 z 。g ， 其中，q i 是总沟道电荷q i 对n 嘛的归一化，表示为： 炉 车：昙盟垫生挈坠笪( 2 3 2 ) ” 以( ，7 c 二 3 g ，+ 1 + g ， 、 对于偏置在线性区( 也就是i ，啦r ) 的长沟道器件，有q i - 2 q f ，因此噪 ： 声附加因子等于1 。然而在饱和区，q i 可简化为： 1 4 上海大学硕士学位论文毫米波c m o s 集成接收机前端研究 吼：矿坐掣( 2 3 3 ) 口r 十l 此式在弱反型区简化为q f ，而在强反型区简化为4 3 一厂。在饱和区，噪声附加 因子的值定义为丫赋，它从弱反型区的1 2 变化到强反型区的2 3 。与另一个 因子有关，定义为： 暑鱼= 墨竺= 刀( 2 3 4 ) g mg m 是一个很好的比较不同跨导实现的热噪声性能的指标。正比于，在强 反型区典型值为l 。 对于偏置在强反型饱和区的短沟道器件，横向电场可能变得比临界电场e 。 更大，这将导致在靠近漏极区域载流子速度饱和，甚至最终沿着整个沟道载流 子速度饱和。因为载流子速度受限，在靠近漏极的饱和区形成附加电荷，从而 导致附加热噪声，因此相比于长沟道的噪声附加因子2 3 ( 丫酬) ，短沟道的噪声 附加因子增加为万2 3 ( ) 。在电场强度大于阈值电场e t ，通常等于e c 的情 况下，载流子的势能增加，空穴间的碰撞变得更加频繁。存在于移动载流子和 空穴间的热平衡被打破，从而使热载流子上升。这个效应可以模拟为载流子有 效温度大于空穴温度从而导致比低电场是更高的热噪声和更大的噪声附加因子 【2 6 】 o 目前仍不清楚的上升是否是主要由于速度饱和或者热载流子，还是两 者。在旧工艺上所做的测试显示噪声附加因子高达5 ，而把这个高值归于热载 流子【2 刀。更多最近的测试已经在几个c m o s 技术上进行，结果显示对于深亚微 米器件噪声附加因子确实增加了，但是仍然小于2 【2 引。结果还显示热载流子的 贡献通常可被忽略，而丫的上升主要由于速度饱和。文献 2 9 】在文献 3 0 】所做初 步分析的基础上，提出了一个同时包括速度饱和热噪流子效应的分析模型。测 试表明在漏极沟道饱和部分的热载流子的贡献等于沟道未饱和且载流子处于热 平衡部分的热噪声的贡献【2 9 1 。 文献 3 1 提出传统的使用沟道内的电压噪声源来对沟道的基本噪声源的贡 献进行建模这一方法是不正确的，这是由于不同电压源的空间相关性，而这些 1 5 上海大学硕士学位论文毫米波c m o s 集成接收机前端研究 电压源必须加起来以获得总的沟道噪声。采用本地噪声源【3 2 1 的数值噪声仿真已 经表明附加噪声的物理起源是由源结附近更高的本地交流电阻造成的【州。噪声 仿真结果表明对于短沟道器件噪声附加因子会上升，对于0 2 5 岬沟道长度的器 件典型值为2 【3 1 】【3 2 1 。 图2 4 显示了由于热噪声通过栅电容耦合至栅极引起的本地沟道电压波动， 这个电压波动产生了感应栅极噪声电容【3 3 】【蚓。在饱和区，大多数沟道电荷处于 源端，因此这个噪声电流可被模拟为与c 鲥并联的单个噪声电流源，如图2 3 所示，功率谱密度可表示为： = 4 灯g 喈( 国) ( 2 3 5 ) 式中，吒( 咖艿掣：风! 型( 2 3 6 ) 1 j g mg m 其中，6 是一个与偏置相关的因子，对于饱和区的长沟道器件其值为4 3 ，而 氏兰形5 n 例聊1 。由于感应栅极噪声的物理起源于漏极沟道热噪声的一样，因 此这两个噪声源i 埘和i n g 可通过一个相关因子部分关联起来： 忙最哦( 2 3 7 ) 其中，s 岖