（检测技术与自动化装置专业论文）高性能流水线adc中mdac的研究.pdf

高性能流水线a d c 中m d a c 的研究 摘要 m d a c ( m u l t i p l y i n gd i g i t a l t o a n a l o gc o n v e r t e r ，余量增益单元) 是高性 能流水线a d c ( a n a l o g - t o d i g i t a lc o n v e r t e r ，模数转换器) 中最重要的模块之 ，其性能的优劣对整个流水线a d c 的精度和速度起着决定性的作用。随着对 高性能流水线a d c 研究的不断深入，高性能m d a c 的研究与设计也成为关注的 热点之一。本文基于1 8 v 电源电压的c h a r t e r e d0 1 8 p , mc m o s 工艺，设计了适用 于1 4 b i t 、1 0 0 m s p s 流水线a d c 中第一级流水级的m d a c 电路。 文中首先阐明m d a c 在流水线a d c 中的重要地位，分析m d a c 原理及其主 要误差来源，为后续m d a c 电路设计奠定基础。围绕速度问题，建立了m d a c 中运算放大器建立时间的数学模型；围绕精度问题，分析了m d a c 中影响较大 的一些非理想性因素如运放的有限增益、采样开关的电阻非线性、电荷注入、 时钟馈通以及开关电容失配等，并给出消除或改善由此所带来的误差的方法； 综合考虑速度、精度和功耗，将1 4 b i ta d c 第一级量化的有效位数确定为3 位。 然后，依据上述分析，确定所设计m d a c 的结构以及运放的设计指标，并开展 包括运算放大器、共模反馈电路、栅压自举开关等电路的设计。重点设计了两 级增益提高运放及其共模反馈电路，使其满足高增益、高带宽的设计指标要求。 最后，完成了a d c 第一级m d a c 的版图设计与验证。 本文利用c a d e n c es p e c t r e 软件下对所设计的电路进行了仿真验证。仿真结 果表明，在1 0 0 m h z 采样频率下，当信号达到1 2 b i t s 有效精度时，m d a c 系统的 建立时间为2 9 n s 。对频率为4 7 m h z 的输入信号做8 1 9 2 点f f t 计算，得到m d a c 的无杂散动态范围( s f d r ) 为8 3 4 7 d b 。 关键词：流水线a d c ，m d a c ，增益提高运放，共模反馈电路，栅压自举开关 t h er e s e a r c ho fm d a ci nh i g hp e r f o r m a n c ep i p e l i n ea d c a b s t r a c t m d a c ( m u l t i p l y i n gd i g i t a l t o - - a n a l o gc o n v e r t e r ) i so n eo ft h em o s ti m p o r t a n t b l o c k si nh i g hp e r f o r m a n c ep i p e l i n ea d c i tp l a y sap i v o t a lr o l ei nt h ea c c u r a c y a n ds p e e do ft h ew h o l ea d c a st h ed e v e l o p m e n to ft h er e s e a r c hi n h i g h p e r f o r m a n c ep i p e l i n ea d c ，t h er e s e a r c ha n dd e s i g no fh i g hp e r f o r m a n c em d a c h a sb e c o m eah o tt o p i c b a s e do n1 8 vp o w e r ，c h a r t e r e d0 18 1 x mc m o s l i b r a r y ，t h e p a p e rh a sd e s i g n e dam d a ca p p l i e di nt h ef i r s ts t a g ei na1 4 b i t ，1 0 0 m s p sp i p e l i n e a d c t h ef i r s tp o i n ti nt h ep a p e ri st h ei m p o r t a n c eo fm d a ci np i p e l i n ea d ca s w e l la st h ea n a l y s i so fp r i n c i p l ea n dt h eo r i g i no ft h ee r r o ri nm d a c ，w h i c hi st h e c o r n e r s t o n eo ft h el a t e rd e s i g n f o c u s i n go ns p e e d ，w eb u i l dm a t h e m a t i cm o d e lo f s e tu pt i m eo fo t ai nm d a c c e n t e r i n gi na c c u r a c y , w ea n a l y s i ss o m em a i n n o n i d e a le l e m e n t ss u c ha st h el i m i t e dg a i n ，t h en o n - l i n e a ro fr e s i s t a n c ei ns a m p l e s w i t c h ，t h ec h a r g ei n je c t i o n ，t h ec l o c kf e e d t h r o u g ha n dt h em i s m a t c ho fc a p a c i t yo f s w i t c h a l s ow e p u tf o r w a r d m e t h o d si n e l i m i n a t i n g a n dr e d u c i n ge r r o r s c o n s i d e r i n gt h ep o w e r ，s p e e da n da c c u r a c y ，w ed e f i n et h ee f f e c t i v eb i t si nt h ef i r s t s t a g ei n14 b i ta d c a s3b i t s t h e n ，a c c o r d i n gt ot h ea n a l y s i sa b o v e ，w ed e f i n et h e s t r u c t u r eo fm d a ca n dt h et a r g e to fo t aa sw e l la st h ed e s i g no fo t a ，c m f b ， g a i n - b o o s ts w i t c h t h ee m p h a s i si st h ed e s i g no ft w o s t a g eo t a a n dc m f ba i m i n g a tr e a c h i n gt h ed e m a n do fh i g hg a i n ，h i g hb a n d w i d t h a tl a s t ，w ef i n i s ht h ed e s i g n a n dv e r i f i c a t i o no fl a y o u to fm d a ci nt h ef i r s ts t a g ei na d c w es t i m u l a t ea n dv e r i f yt h ec i r c u i ti nc a d e n c es p e c t r e t h er e s u l ts h o w st h a t t h es e tu pt i m ei s2 9 l n sw h e n1 0 0 m h zs a m p l ef r e q u e n c y , 1 2 b i ta c c u r a c ys i g n a l a r ea d d e d w h e n819 2f f ti sa p p l i e dt o4 7 m h zi n p u ts i g n a l ，t h es f d ro fm d a c i s8 3 4 7 d b k e y w o r d s ：p i p e l i n ea d c ； m d a c ；g a i n b o o s t ； c m f b ，；b o o t s t r a p 4 插图清单 图2 - i流水线a d c 结构框图6 图2 2 流水线a d c 结构及转换曲线。8 图2 3 无比较器失调时每级输出9 图2 4 有比较器失调的每级输出9 图2 - 5 转换曲线1 0 图2 6 无杂散动态范围1 1 图2 7 失调误差与增益误差1 2 图2 8i n l 和d n l 1 3 图3 一lm d a c 采样和放大模式1 4 图3 2m d a c 时序15 图3 - 3m d a c 传输曲线l5 图3 4m d a c 传输特性等效电路1 6 图3 5 工作方式转换瞬间1 7 图3 6 运放增益对m d a c 传输特性的影响2 0 图3 7 采样开关电路2 3 图3 8 低通采样特性2 3 图3 - 9 沟道电荷注入2 4 图3 一1 0 增加虚拟开关抑制电荷注入2 5 图3 1 1运用互补开关抑制沟道电荷注入2 6 图3 1 2 下极板采样。2 6 图3 - 1 3 时钟馈通效应。2 7 图3 一1 4电容匹配精度与每级位数关系2 8 图4 1 第一级m d a c 电路结构3 0 图4 2 增益自举的两级运放3 2 图4 3 增益白举电路结构3 3 图4 4 辅助运放电路3 4 图4 - 5 增益自举运放与辅助运放带宽关系3 4 图4 6 两级运放示意图3 6 图4 7 主体运放第一级的偏置电路3 7 图4 - 8 连续时间共模反馈3 8 图4 - 9开关电容共模反馈电路3 8 图4 - 1 0 开关电容共模反馈半边电路3 9 图4 - i1反馈放大器整体仿真图4 0 图4 - 1 2 建立时间仿真4 0 图4 - 1 3b o o t s t r a p 原理4 l 图4 一1 4 栅压自举开关电路。4 1 图4 1 5 采样开关导通电阻4 2 图4 1 6 栅压自举开关输出信号仿真4 2 图4 1 7m d a c 传输曲线仿真4 3 图4 1 8m d a c 输出信号频谱4 3 图5 一l 运放第二级输入对管4 4 图5 2 运放第一级输入对管4 5 图5 - 3 高匹配电容版图布局4 5 图5 - 4 交错耦合式的电阻版图一4 6 图5 - 5 使用屏蔽层来减少耦合4 6 图5 - 6m d a c 整体版图4 7 图5 - 7 栅压自举开关版图4 8 表格清单 表1 1a d c 基本类别2 表1 2 目前国际领先的流水线a d c 产品3 表2 1 理想的量化情况9 表2 2 实际的量化情况1 0 表4 1不同运放结构的性能对比3 2 独创性声明 本人声明所呈交的学位论文是本人在导师指导下进行的研究工作及取得的研究成果。据我所 知，除了文中特别加以标志和致谢的地方外，论文中不包含其他入已经发表或撰写过的研究成果， 也不包含为获得盒胆兰些厶鲎 或其他教育机构的学位或证博而使用过的材料。与我一同工作 的同心j - 对本研究所做的任何贡献均已在论文中作了明确的说明并表示谢意。 学位论文作者签字：签字日期：年月曰 学位论文版权使用授权书 本学位论文作者完全了勰佥目竖些厶堂有关保留、使用学位论文的规定，有权保留并向 国家有关部门或机构送交论文的复印件和磁盘。允许论文被查阅或借阅。本人授权佥8 墨王些叁 堂一可以将学位论文的全部或部分论文内容编入有关数据库进行检索，可以采用影印、缩印或扫 描等复制手段保存、汇编学位论文。 ( 保密的学位论文在解密后适用本授权书) 学位论文作者签名：印亮 导师签名： 签字日期：切口年年月；d 日 签字日期：年月 日 学位论文作者毕业后去向： 。f ：作单位： 通讯地址： 2 电话： 邮编： 致谢 首先感谢我的指导老师高明伦老师、副导师邓红辉老师和尹勇生老师。老 师们不但在平时学习的过程给我悉心指导，在生活上也给我无微不至的关怀。 他们不仅传授给我具体的知识，更重要的是让我学习到科学研究的精神和态度。 通过他们的言传身教，使我更坚定了自己的目标，去做个对社会有价值的人。 在此，向他们表示感谢。 还要感谢梁上泉、张睿两位博士在生活学习中给予的帮助，还要感谢同届 同组的其他几位一同生活近三年同学，他们是关皓伟、张郭敏、苏琴、崔磊还 有颜哲。 三年的求学生涯离不开家人的支持。他们是我的前进的动力源泉。 邓亮 2 0 1 0 4 第一章绪论 1 1 研究背景 当前，随着数字时代的深入发展，数字信号处理算法的功能日趋强大，很 多传统上用模拟方式解决的问题，现在也可以用数字运算取代，如滤波器 ( f i l t e r ) 、混合器( m i x e r ) 等等。然而，在很多复杂的高性能系统中，模拟电路 已经从根本上被证明是十分必需的。自然界中产生的信号，几乎都是以模拟或 者连续的形式存在的，例如，声音、图像、温度等信号。视频照相机中的光电 池中，电流甚至以每毫秒几个电子传输，这样的信号必需在数字领域进行处理。 因此，在模拟信号与数字信号之间就需要a d c ( a n a l o g t o d i g i t a lc o n v e r t e r ， 模数转换器) 和d a c ( d i g i t a l t o a n a l o gc o n v e r t e r ，数模转换器) 进行转换。 近些年来，市场对于高性能低功耗的a d c 需求不断增加，很大程度上是由于 通信、高精密仪器、消费电子产品等的需求所推动。3 g 甚至4 g 通信对于语音图 像等多媒体数据传输具有更高的要求，这就需要a d c 提供更大的带宽和更大的动 态范围来实现。随着无线通信的发展，提出了“软件无线电”概念，它把数字 通信、宽带接收机、a d c 等整合，使其大部分操作都让软件完成，这就要求将a d c 尽可能地向天线移动，取代中频放大器，从而促进直接变频接受机的实现。这 就要求接收装置必须有非常宽的动态范围，并对微弱信号足够敏感。 面对数字系统发展的要求，a d c 的性能必须不断提高。现代数字系统数据 处理能力越来越快，对获取数据速度的不断提升，也就直接要求提升高性能a d c 的速度。在高精度仪表、专业音视频等应用领域的发展中，都需要高精度a d c 作为支撑。片上系统( s o c ) 已经是大规模集成电路发展的趋势。随着工艺水 平的提升，数字电路电压和功耗不断降低，性能获得巨大提升，这也就促进了 a d c 等模拟电路的低压低功耗发展趋势。 总之，众多技术领域的发展都需要高速高精度的a d c 作基础，为了适应各 种应用需求，需要设计不同类型的a d c ，然而高速高精度低功耗必将是未来 a d c 发展的重点。 为了应用于不同信号的处理需求，a d c 有不同的架构。一般可以分为过采样 a d c 和奈奎斯特a d c 两大类。表1 - 1 列出了a d c 的基本类别。 过采样a d c 又称为s i g m a d e l t aa d c 。主要是利用噪声频移( n o i s es h a p i n g ) 的概念和一个超采样频率( o v e r s a m p l i n gf r e q u e n c y ) ，这样可以有效的提高a d c 的信噪比( s i g n a l t o n o i s e ；s n r ) ，从而提高a d c 的精度。 奈奎斯特a d c 广泛的定义为，当转换器在信号转换过程中所产生的输出值有 其对应的输入信号。奈奎斯特a d c 结构按其转换速度和精度，可大致分为低速、 中速、高速三类。表1 - i 中，除过采样a d c 夕b ，表中其余类型皆属于奈奎斯特 a d c 。 表卜1a d c 基本类别 全并行逐次逼近型 折叠内插型流水线型 过采样型 主要高速低精低中速中高低中速中高高速高精低中速高 特点度精度 精度 度精度 分辨3 8 位8 1 6 位3 8 位8 1 6 位1 6 2 4 位 率 转换数百m s p s几十k s p s几十k s p s几十至几十s p s 至 速率至g s p s 级至几m s p s至几m s p s几百m s p s几m s p s 功耗高低高中中 价格高中 由 高 由 主要接收机便携设备仪数字仪表传视频、高速音频 用途雷达等器仪表感器数据采集多媒体 低速的a d c 一般指转换速度在毫秒以上的，主要应用于处理变化比较缓慢 的信号，且精度要求高的场合，如数字电表、温度计等。其主要结构由积分电 路和计数器组成，具有较小的失调误差、增益误差和相当高的线性度。中速的 a d c 转换速度在几微妙到几百微妙之间，一般用在声音信号的处理上。高速的 a d c 转换速率在几十m h z 以上，主要利用平行比较的方式为基础，适用于图像处 理等领域。 由表1 - 1 可见，对于a d c 设计而言，精度与速度的折衷是一个较大的难题。 这两个指标的要求对于a d c 的设计有着指导性的意义。 从速度上考虑，闪烁型a d c 可以实现很高的速度，但是当精度要求提高时， 电路中的比较器数量会成指数增加，这会极大的增加系统功耗。一般情况下， 对速度要求高但对精度要求不高的应用场合下，可以选用闪烁型a d c 。两步型 结构转换速度低于闪烁型a d c ，有功耗和面积的优势，但在设计时，对余量放大 器要求苛刻。折叠插值结构限制了输入信号带宽。 从精度上考虑，s i g m a d e l t a 型a d c 具有很高的精度，现在已经可以实现2 4 位的精度。由于结构相对简单，易于集成化以及与d s p 的兼容性，具有较广泛 的应用。但s i g m a d e l t a 的精度提高需要牺牲速度为代价，故主要应用于低频信 号、音频信号等领域。 流水线a d c 贝, 0 因为结合了对精度和速度的要求，在很多高速、高精度的场合 得到广泛应用。流水线a d c 与相同精度的闪烁型a d c 相比较，还具有更小的面 积，它还可以通过自校准等技术使精度得到进一步提高。在转换速度上，由于 流水线结构本身的特点，a d c 的吞吐率很高，代价只是产生个输出的延迟时 间。因此，流水线a d c 在视频信号、通信领域等高速高精度领域得到广泛的应 用。下面介绍下国内外目前在流水线a d c 的研究现状。 1 2 研究现状及意义 表1 2 为国外在模拟集成电路设计处于世界领先水平公司，以a d i 、t i 、 m a x i m 等公司为代表，研制生产的流水线a d c 产品。从表中可以看到精度在1 2 到1 6 位，采样速率在1o o m h z 的流水线a d c 产品已经成熟应用于市场。 表i - 2目前国际领先的流水线a d c 产品 产品型号分辨率b i t速率m h z信噪比d b 电压v功耗m w m a x l 9 5 4 l1 21 2 56 5+ 1 88 6 l a d 9 4 3 31 21 2 56 8+ 31 5 0 0 a d 9 2 5 41 41 5 07 2+ 1 84 7 0 a d s 5 5 4 61 41 9 07 3 2+ 52 0 4 5 a d 9 4 6 l1 61 3 07 7 7+ 3 3 + 52 4 0 0 国内在a d c 领域的研发滞后于国外，完全自主研发进入市场的产品不多， 并且主要集中在全并行、积分型、逐次逼近型等低精度较高速度或者低速度较 高精度结构上。随着近些年投入的增加和技术积累，近些年也在流水线a d c 上 做了一些研究，取得了一些成果：2 0 0 1 年，复旦大学设计了一款1 0 位3 3 m h z 采 样速率的流水线a d c ；2 0 0 4 年，中科院半导体研究所设计了一款1 0 位5 0 m h z 的 折叠流水结构的a d c ，功耗l2 0 m w 。2 0 0 5 年复旦大学研制了一款l o 位4 0 m h z 流水线a d c ，有效精度8 1 位，在0 2 5 u m c m o s 工艺实现，功耗5 9 m w 。 综合a d c 的国内外发展现状，可以看出，目前我国在高速高精度a d c 的研 究上，与国外领先水平还有较大差距。国内产品的性能落后于高端应用的需求， 通信领域中的高性能数据转换器主要依赖进口。因此，对于高性能流水线a d c 的研究任务非常紧迫。 m d a c ( m u l t i p l y i n gd i g i t a l t o a n a l o gc o n v e r t e r ，余量增益单元) 作为流 水线a d c 中非常重要的模块，是流水线a d c 研究设计中的重点之一。提高m d a c 的性能是提高流水线a d c 整体性能的关键之一。国际上很多著名科研院所对于 m d a c 的研究不断取得新的进展： ( 1 ) 韩 s o g a n g 大学的s m y o o 等人提出了合并电容开关技术【lj ，设计了1 0 位1 2 0 m 采样速率的c m o s 流水线a d c 。该技术的主要特点在于改进了m d a c 电容 阵列的复杂度。与传统的结构相比，单位电容的数量减少了大约一半。这不仅 降低了电路的复杂程度，还改善了系统的精度和速度。 ( 2 ) 麻省理工学院的p a u l c y u 等人设计了一个1 2 位5 m 采样速率的流水线 a d c 2 1 。在设计中，针对m d a c 的反馈电容，提出了c f c s 技术。与传统的结构 相比，提高了系统整体的线性度，降低了对于电容适配的要求，功耗也随之 降低。 ( 3 ) 美国m a x i m 公司l i h u a p e n g 等人分析了m d a c 中电容失配对a d c 整体性 能的影响【3 j ，并根据分析提出了多位每级技术来改善电容失配对系统性能的影 响，提出分割余量增益技术增大了m d a c 的带宽。通过这两种技术分别提高了 m d a c 的速度和精度。 ( 4 ) 芬兰赫尔辛基的l a u f is u m a n e n 等人提出了一种数字自校正方法【4 1 。主要 是通过引用数字校正方法来对m d a c 弓l 入的各种误差进行补偿，以提高整个a d c 的精度。这种技术对于消除运放有限增益、开关非线性、电容失配等非理想性 因素，从而提高a d c 系统整体精度。但需要以增加更多的数字电路以及功耗为 代价。 ( 5 ) 加州大学伯克利分校y u nc h i u 等人，提出了一种无源电容误差平均技术 j 。该技术在m d a c 中使用两个采样电容，在采样阶段后一级对前级的余量电压 依次采样，在放大阶段，对两个采样电压进行平均以消除误差，提高精度。同 时，增大了采样电压值，减小了噪声对精度的影响。与传统结构相比，提高了 a d c 的精度同时降低了功耗，代价是降低了一定的速度。 综合上述，国际上科研院所在流水线a d c 设计中对m d a c 的研究可以看出， m d a c 模块是目前流水线a d c 研究的熟点。其技术难点的突破是实现高速高精 度流水线a d c 关键问题。因而，如何提高m d a c 的性能，使之尽快应用于新的流 水线a d c 之中，促进各种流水线a d c 产品的研究与开发，是自始至终都要持续 关注的问题。本文工作就是研究与设计高速高精度流水线a d c 中的m d a c 模块。 1 3 论文的主要工作和结构 本文针对视频、通信领域对高速高精度a d c 的要求，结合1 4 位1 0 0 m s p s 流水线a d c 课题，主要研究并设计了高性能流水线a d c 中关键单元之一的 m d a c 。 论文首先讨论了流水线a d c 的基本原理和算法，然后从m d a c 速度的角度 考虑，分析了m d a c 中运算放大器的建立时间，并从m d a c 精度的角度考虑， 分析了m d a c 中的非理想因素。结合速度、精度以及功耗的要求，确定流水线 a d c 第一级量化的有效位数，m d a c 的结构，以及运放的设计指标。根据以上 分析的结果，设计了第一级流水级中的m d a c 电路，包括运算放大器的设计、 共模反馈电路以及栅压自举开关，并对电路进行仿真与验证，最终完成a d c 第 一级m d a c 的版图设计与验证。 论文结构如下： 第一章为绪论，介绍课题的研究背景与现状，以及课题的意义和论文的主 要工作； 第二章为流水线a d c 的基本原理； 第三章讨论m d a c 的结构与误差分析。主要包括分析m d a c 模块的建立过 程，并建立其建立时间的数学模型；分析影响m d a c 信号精度的主要误差来源； 以建立时间的数学模型和误差分析为指导，确定满足1 4 b i t 分辨率和1 0 0 m 采样速 率要求的流水线a d c 中第一级量化的有效位数、m d a c 的结构以及运放的设计指 标。 第四章为m d a c 的结构、电路设计和仿真验证结果。包括运放，开关电容 共模反馈以及栅压自举开关等电路的设计和仿真； 第五章为m d a c 版图设计； 第六章为总结与展望。 第二章流水线a d c 的基本原理 本章介绍流水线a d c 的基本原理，包括流水线a d c 的基本结构和校正算法， 最后给出定义a d c 性能优劣的一些重要指标。 2 1 流水线a d c 结构简介 流水线a d c 是一种内在分级量化的结构，是由多级的低精度相似结构a d c 组 成。流水线操作使得每级都可以同时工作，代价是产生增加的延迟时间。流水 线a d c 结构框图如图2 。1 所示。 当一个输入信号到达时，一个流水线级进行两个操作一一采样保持( s h ) 简单量化输入值和子a d c 产生粗糙量化值。典型流水线级的精度通常不超过4 位。 输入信号中没有经过转换的余量信号部分将被送入下一级中进一步量化，从而 提高整个转化过程的精度。每一流水级中转换的余量是由一个d a c 和一个减法 电路产生。余量信号通常被输入到一个余量增益放大器，如图2 - 1 中所示，这就 保持了信号并且允许在整个流水线级中共用一个相同的参考电平。 n 1b i t s n 2 b i t sn kb i t s 图2 一l 流水线a d c 结构框图 由于流水线a d c 把高精度转化过程分解成多个步骤，这样与闪烁型a d c 相比， 极大地减少了所需使用的比较器数量。举例来说，1 a f i 艺级( b i t s ) 的流水线a d c 只需要n 个比较器来完成n 位编码，而闪烁型a d c 却需要2 一1 个比较器。 此外，流水线a d c 在整体的转换精度上，内部的多个增益级增益同时也缓和 了后一级电路非理想特性的影响，例如噪声、非线性以及失调的影响。对于中 到高精度的奈奎斯特应用，在相同的转换速率时，相对于其他结构a d c ，流水线 a d c 被证明具有最低的功耗1 6 j l 。 2 2 流水线a d c1 s b i t 级校正算法 功耗、精度和速度是流水线a d c 设计中相互制约的因素。采样电容越大， 电路热噪声越小，系统精度越高，同时电路的负载也越大。为了实现电路的速 度，前级关键电路精度设计得较高，功耗较大，这样后级采样量化的热噪声贡 献较小，采样电容可以做得更小，这样，由采样电容带来的功耗会降低。但同 时，m d a c 中运算放大器的反馈系数很小，为保证电路速度，运算放大器的带宽 必须很大，这使得运放功耗增大。1 9 9 2 年s t e p h e nh 1 e w i s 在文献 6 中以一个 9 b i ta d c 为例，提出了带数字校正的1 5 位算法。这种算法的a d c 具有达到更 高分辨率的潜力，被证明具有很好的精度、速度和功耗优势，得到了广泛的应 用。 在功耗方面，1 5 b i t 级结构使得m d a c 中的主体运算放大器反馈系数最大， 降低了对带宽的要求，从而减小了运放的工作电流，进一步降低了功耗。此外 还使得运放的负载最小。在9 b i ta d c 中，对噪声的要求较低，采样电容不是很 大，运放的负载除去采样电容外，主要来自于比较器和寄生电容。1 5 b i t 级结 构也使每级需要使用的比较器和m d a c 的采样电容个数最少，减少了前级运放 的负载电容。在运放单位增益带宽确定的情况下，负载电容最小也就决定了最 小的工作电流，从而降低功耗。 在精度方面，1 5 b i t 级结构允许比较大的失调误差，这就使得在设计中可 以使用精度不高的动态比较器，由于动态比较器中没有直流电流，因此具有很 小的功耗。 下面介绍下这种1 5 b i t 级算法的原理和优势。 在流水线a d c 中( 图2 2 ( a ) ) ，数字校正技术是为了克服每一级比较 器失调的方法。假设有一流水线a d c 采用l b i t 级的架构( n = i ) ，而其d a c 和减法器都是理想的，定义每一级的余量： r e s i d u e = 一d a c o u t 其中，r e s i d u e 是每级的余量，d a co u t 的值是由量化器选出，则理想的 余量对输入信号的对应关系为图2 - 2 ( b ) 所示的锯齿图。余量值始终在1 2 l s b 之间，余量中也包含了部分没有被前一级量化器所量化的值。当每一级的余量 乘法运算数值为2 时，最大的余量值就理论上会被放大到下一个比较器的最大 输入范围内。但在实际情况下，比较器本身的失调电压会因流片工艺偏差有所 变动，导致在量化过程中的比较电平有误差，如图2 - 2 ( c ) 所示。比较电平的 偏移造成的影响会使一些本来应该被量化为0 的输入被量化为l ，或者本应量 化为l 的输入被量化为o ，而原本的转换范围( c o n v e r s i o nr a n g e ) 也会因此有 所不同。 1 1 b i t ( a ) c o n v e r s i o n r a n g e l ，2 l s b r e s i d u e r e s i d u e l 一旦一一 j j i ， 一 ，： j i 一 i ! ， c o n v e r s i o n r a n g e - 1 3 l s b+ 1 3 l s b c o m p o f f s e tc o m p o f f s e t ( a ) 每级n 位流水线a d c 示意图( b ) 余量值与输入理想关系 ( c ) 比较器发生失调的情况 图2 2 流水线a d c 结构及转换曲线 假如模拟信号动态输入范围为1 v ，而输入信号为o 6 7 5 v ，在比较器没有 失调的情况下，通过连续3 级的比较可以获得0 1 0 的编码，如图2 3 所示。 但是如果3 级的所有比较器都因为工艺偏差导致失调，如图2 4 所示，输 出编码就会变成0 1 1 ，而余量值此时就会因为不断的被放大而出现溢出现象， 就无法被校正，反应在线性度上就是会有漏码的情形。 因为余量值包含了部分未被前一级量化器所量化的部分，即比较器失调产 生的误差值，但只要d a c 是准确的，输入信号从某种程度上来讲没有丢失( 见 表2 一l ，2 2 ) 。 如果第二级比较器的范围可以处理较大的转换范围，在第二级中可以避免 出现溢出现象，那么在第一级比较器中所造成的错误就可以被校正过来，如表 2 - i ，2 - 2 所示。在理想情况下，所有的余量值都在比较范围内，是不会发生溢 出情况的。而当溢出发生时，会有侦测溢出的机制发现，对输入编码进行修正， 并且在减法运算上将错误的d a c 输出值减去。例如，表2 - 2 步骤2 中算出的 余量值和表2 - 1 步骤2 的余量值是相同的。这个校正机制需要多一个比较器来 检测是否有溢出现象，从而进一步对编码做校正。 0 o jv i n ：劬6 7 5。ijl + 一 芒 一 i i m b s t 。1 夕一 + l l l 圆t 。a 少_ 1曲s t 。卅l 。 0 v r e f 2v r e f ( o 6 7 5 0 5 ) + 2 = 0 3 5 0 v r e f 2v r e f 0 v r e f 2v r e f ( 0 3 5 - 0 0 1 2 = 0 7 o p = 0 o p = i 图2 3 无比较器失调时每级输出 ( o 7 - o 5 ) 2 = 0 4 o p = 0 ! 一 。 l ：o v e r f l o w j 一l - 一 芒 + 1 l b s l l b s 0 v r e f f 2v r e f 0 v r e f 2v r e f 0 v r e f f 2v r e f ( 0 6 7 5 - 0 0 ) 2 = 1 3 5( 1 3 5 - 0 5 ) 。2 = 1 7( 1 7 - 0 5 ) 。2 = 2 4 o p = 0o p = i 图2 4 有比较器失调的每级输出 表2 - 1 理想的量化情况 o p = i 理想情况( 无比较器失调)v i n = 0 6 7 5 v 步骤l23 4 余量值 ( 0 6 7 5 0 5 ) 幸2 = o 3 5( o 3 5 0 ) + 2 = 0 7 ( o 7 - 0 5 ) 事2 = 0 4 ( o 4 - 0 ) 枣2 = 0 8 输出 101o 9 - 表2 - 2 实际的量化情况 实际情况( 比较器失调1 2 l s b ) v i n = 0 6 7 5 v 步骤 l234 余量值 ( o 6 7 5 0 ) 2 = 1 3 5 ( 溢出)( 1 3 5 1 ) + 2 = 0 7( 0 7 - 0 5 ) 幸2 = 0 4( o 4 0 ) + 2 = 0 8 输出 0 1lo 校正输出 1 o10 为了使比较器能处理较大的余量值而不超过其比较范围，并且做数字校正， 带冗余位校正的算法被提出，文中以9 位流水线a d c 为例阐述了1 5 位校正算 法。 如图2 5 ( a ) 所示，原本的转换曲线( 图2 5 ( b ) ) 被位移了1 2 l s b ，每一 级的增益值为2 ，这样使得比较器最多可以容忍1 4 v r e f 的偏移电压而不会产生 溢出现象，如图2 5 ( c ) 所示。 l l s b 1 l s b 0 l u uu ll u ，。 。? 7 v n f v 他f 4v 砧f 4v r e f ( a ) 校正过的转换曲线 1 l s b 1 l s b 0 1 l s b - l l s b o v 他f v r e d 20v 耐陀v 他f ( b ) 传统的转换曲线 u uu ll u l ：i 7 彳 i i yf l 一 - v m 口，4 比较器能容忍的失调电压 i 2 l s b ( 1 4 v r e f ) ( c ) l b i t 级的流水线架构失调电压允许范围 图2 - 5 转换曲线 2 3 主要性能指标 流水线a d c 的主要性能指标分为静态性能指标和动态性能指标。静态性 能指标反映了整个流水线a d c 的线性度，而动态性能指标则反映了噪声，动 态线性度和信号失真等误差，下面介绍部分重要的指标【7 1 。 2 3 1 动态特性 2 3 1 1 信噪比( s n r ) 信噪比是指输出信号均方根值与总的噪声均方根值的比值。通常用它的分 贝形式( d b ) 来表示： t s n r = 2 d 妇f ，二量) ( 2 1 ) 。圪 其中，磙代表信号幅值，k 代表噪声幅值。对于理想有限分辨精度的a d c 转换器，量化噪声是主要等效噪声因素，因此信噪比依赖于转换器分辨精度。 根据量化噪声功率为嘿日1 2 可以推知，在选取采样频率的1 2 为输入正弦信号 带宽的情况下，该有限分辨率的理想量化a d c 近似具有信噪比 册( d b ) - - 6 0 2 n + j 7 6( 2 2 ) 2 3 1 2 信号噪声失真比( s n d r ) 信号噪声是指，当a d c 输入信号唯一正弦波时，其输出信号功率与所有噪 声信号以及谐波功率的比值，单位为d b 。在a d c 的测量上，一般以s n d r 决定 整个a d c 真正可以达到的分辨率。 s n d r 又叫信纳比( s i n a d ) ，是指输出信号均方根值。与总噪声。及 谐波均方根值。的比值： y 删d - 2 0 l o g ( f ) ( 2 - 3 ) 2 3 1 3 无杂散动态范围( s f d r ) 在整个a d c 输出信号频谱上，除了包含主信号的强度外，还包含噪声与谐 波失真。无杂散动态范围的定义，主要是以主信号与频谱上最大的谐波失真之 间的范围。简单而言，就是从频谱上找出主信号强度与第二高的谐波失真强度 的差值，就是a d c 的无杂散动态范围。如图2 6 所示。 1 1 c y 图2 - 6 无杂散动态范围 矿 s f d r = 2 0 l o g ( 三一) ( 2 - 4 ) 吣 其中圪为信号基波频率分量的幅值，圪一最大的谐波分量的幅值。 2 3 1 4 有效位数( e n o b ) 因为在a d c 的输出端包含了主信号、噪声和谐波失真，所以a d c 真正能够转 换的精度并不等于其设计精度，所以必须定义有效位数衡量a d c 真正能够转换的 位数。定义式为： e n o b ：s n d r - 1 7 6( 2 5 ) 6 0 2 2 3 2 静态性能 2 3 2 1 失调误差 在设计a d c 时，由于电路本身的非理想效应和制造工艺上的随机误差导致输 入与输出特性曲线向左或者向右偏移，这种误差定义为失调误差也称为零误差。 如图2 7 a 所示。实际上，它表现为理想a d c 与实际a d c 最小判断电平的差值。 c 0 d e 1 1 1 1 1 0 1 0 l 】o 。 0 1 1 0 1 0 o o l 0 0 。 l l s b ( a ) 失调误差 l 王5 b ( b ) 增益误差 2 - 7 失调误差与增益误差 2 3 2 2 增益误差 当输入与输出转移曲线产生斜率变化时，斜率变化将导致结果产生误差， 这种误差定义为增益误差。如图2 7 b 所示。 2 3 2 3 微分非线性误差( d n l ) 理想a d c 的输出转移特性曲线，是呈阶梯形式，每一阶的宽度与高度相等， 所以理想的a d c 微分后，其线性度误差为0 但实际的a d c 输出转移特性曲线并 不完全理想，因为电路上的非理想效应，可能会造成每个台阶宽度与高度不完 全相等。而微分非线性定义为，理想码宽度减掉实际码宽度，或者实际码宽度 减去理想码宽度，其数学表达式为： d n l ( n ：u b