24G射频低噪声放大器的毕业论文.doc

摘 要 近年来 以电池作为电源的电子产品得到广泛使用 迫切要求采用低电压的 模拟电路来降低功耗 所以低电压 低功耗模拟电路设计技术正成为研究的热点 本文主要讨论电感负反馈 cascode CMOS LNA 共源共栅低噪声放大器 的噪声 优化技术 同时也分析了噪声和输入同时匹配的 SNIM 技术 以噪声参数方程为 基础 列出了简单易懂的设计原理 为了实现低电压 低噪声 高线性度的设计 指标 在本文中使用了三种设计技术 第一 本文以大量的篇幅推导出了一个理 想化的噪声结论 并使用 Matlab 分析了基于功耗限制的噪声系数 取得最优化的 晶体管尺寸 第二 为了实现低电压设计 引用了一个折叠式的共源共栅结构低 噪声放大器 第三 通过线性度的理论分析并结合实验仿真的方法 得出了设计 一个高线性度的最后方案 另外 为了改善射频集成电路的器件参数选择的灵活 性 在第四章中使用了一种差分结构 所设计的电路用 CHARTER 公司 0 25 m CMOS 工艺技术实现 并使用 Cadence 的 spectre RF 工具进行仿真分析 本文使 用的差分电路结构只进行了电路级的仿真 而折叠式的共源共栅电路进行了电路 级的仿真 版图设计 版图参数提取 电路版图一致性检查和后模拟 完成了整 个低噪声放大器的设计流程 折叠式低噪声放大器的仿真结果为 噪声系数 NF 为 1 30dB 反射参数 S11 S12 S22 分别为 21 73dB 30 62dB 23 45dB 正向增益 S21 为 14 27dB 1dB 压缩点为 12 8dBm 三阶交调点 IIP3 为 0 58dBm 整个电路工作 在 1V 电源下 消耗的电流为 8 19mA 总的功耗为 8 19mW 所有仿真的技术指 标达到设计要求 关键字 低噪声放大器 噪声系数 低电压 低功耗 共源共栅 噪声匹配 ABSTRACT In recent years electronics with battery supply are widely used which cries for adopting low voltage analog circuits to reduce power consumption so low voltage low power analog circuit design techniques are becoming research hotspot This paper mainly discusses noise figure optimization techniques for inductively degenerated cascode CMOS low noise amplifiers LNAs with on chip inductors And it reviews and analyzes simultaneous noise and input matching techniques SNIM Based on the noise parameter equations this paper provides clear understanding of the design principle In order to achieve low voltage low noise high linearity of the design specifications in this paper by three design technology Firstly using Matlab tool analyzes noise figure based on power constrained and obtain the optimum transistor size Secondly design a folded cascode type LNA to reduce the power supper Third through theoretical analysis of Linear and combine simulation methods I obtain a final design of a high linearity On the other side in order to improve the radio frequency integrated circuit device parameters of flexibility this paper presents a difference in the structure in the fourth chapter The proposed circuit design is realized using csm25RF 0 25 m CMOS technology simulated with Cadence specter RF Based on csm25RF 0 25 m CMOS technology the resulting differential LNA achieves 1 32dB noise figure 20 65dB S11 24dB S22 30 27 S12 14 dB S21 The LNA s 1 dB compression point is 13 3dBm and IIP3 is 0 79dBm with the core circuit consuming 8 1mA from a 1V power supply Key words low noise amplifier LNA noise figure low voltage low power cascode noise matching 目 录 第一章 绪论 1 1 1 课题背景 1 1 2 研究现状及存在的问题 2 1 3 本论文主要工作 3 1 4 论文内容安排 3 第二章 射频电路噪声理论和线性度分析 4 2 1 噪声理论 4 2 1 1 噪声的表示方法 4 2 1 2 本文研究的器件噪声类型 5 2 1 2 1 热噪声 5 2 1 2 2 MOS 噪声模型 6 2 1 3 两端口网络噪声理论 7 2 1 4 多级及联网络噪声系数计算 9 2 2 MOSFET 两端口网络噪声参数的理论分析 10 2 3 降低噪声系数的一般措施 13 2 4 MOS LNA 线性度分析 14 2 4 1 1dB 压缩点 14 2 4 2 三阶输入交调点 IIP3 16 2 4 3 多级及联网络线性度表示方法 起最重要作用的线性级 17 2 5 小结 18 第三章 CMOS 低噪声放大器的设计理论推导 20 3 1 LNA 设计指标 20 3 1 1 噪声系数 20 3 1 2 增益 20 3 1 3 线性度 20 3 1 4 输入输出匹配 21 3 1 5 输入输出隔离 21 3 1 6 电路功耗 21 3 1 7 稳定性 21 3 2 CMOS LNA 拓扑结构分析 21 3 2 1 基本结构及比较 21 3 2 2 源极去耦与噪声 输入同时匹配 SNIM 的设计 22 3 2 3 共源共栅电路结构 cascode 27 3 2 4 功率限制的单端分析 获得最佳化的宽长比 29 3 3 其它改进型电路比较 31 3 4 偏置电路的设计 33 3 5 CASCODE设计结论 34 第四章 2 4GHZ LNA 电路设计 35 4 1 工艺库的元器件 35 4 2 差分CASCODE电路 35 4 2 1 差分电路的设计 35 4 2 2 差分电路的电路极仿真 37 4 3 单端CASCODE电路 39 4 3 1 单端电路的设计 39 4 3 2 单端电路的电路级仿真 42 4 3 3 单端电路的版图设计 提取及后模拟 45 4 4 电路级仿真和后模拟仿真总结 48 4 5 与其它电路的比较 49 结束语 50 致 谢 51 参考文献 52 附录 A 二端口网络的噪声理论补充 53 附录 B S 参数与反射系数 55 B 1 双端口网络 S 参数 55 B 2 反射系数与 S 参数的关系 56 B 3 其它参数与 S 参数的关系 57 附录 C 电感源极负反馈共源电路噪声推导 58 附录 D MATLAB 程序 62 第一章 绪论 1 1 课题背景 在最近的十多年来 迅猛发展的射频无线通信技术被广泛地应用于当今社会的各个领 域中 如 高速语音来 第 3 代移动通信 3G 高速无线互联网 Bluetooth 以及利用 MPEG 标准实现无线视频图像传输的卫星电视服务等技术是日新月异 无线通讯技术得 到了飞速发展 预计到 2010 年 无线通信用户将达到 10 亿人 1 并超过有线通信用户 这种潜在的市场造成了对射频集成电路的巨大需求 原来的混合电路由于不能满足低成 本 低功耗和高集成度的要求 而必然要被集成度越来越高的集成电路所取代 并最终 形成单片射频收发机芯片 典型的射频收发设备除了对功耗 速度 成品率等性能的要求外 还要考虑噪声 线 性范围 增益等指标 在硅 CMOS BiCMOS 双极工艺 GaAs MESFET 异质结双极 晶体管 HBT GeSi 器件等众多工艺中 虽然硅 CMOS 的高频性能和噪声性能不是最好 的 但是由于它的工艺最为成熟 成本最低 功耗最小 应用也最为广泛 且随着工艺 水平的不断提高 硅 CMOS 的频率特性和噪声特性正在逐渐得到了改善 重要的是 只 有采用硅 CMOS 工艺才能最终实现单片集成 因此 CMOS 射频集成电路是未来的发展 趋势 1 近几十年来 世界各国的研究人员在 CMOS 射频集成电路的设计和制作方面进 行了大量的研究和探索 使 CMOS 射频集成电路的性能不断得以改善 乐观的估计 在 最近几年里 CMOS 射频集成电路将彻底改变无线通信的面貌 射频接收机通常有四种结构 超外差结构 直接变频结构 宽中频变频结构 和低中 频变频结构 这四种结构各有优点和缺点 接收机的结构由系统指标决定 包括系统工 作频率 接收机动态范围 功耗和集成度等 图 1 1 所示为超外差接收机的系统框图 这 是较为常用的射频接收机结构 一个完整的射频收发系统包括 RF 前端和基带处理部分 RF 前端又称作接收器 它决定着整个系统的基本性能指标 如误码率 发射功率 信道 的抗干扰能力等 而低噪声放大器 LNA 是 RF 前端的最前端 它直接感应天线接收到的 微弱 信号 并对其放大 然后传递给后级进行处理 是整个接收通道最为关键的模块之 一 因此 本文主要研究 2 4GHz LAN 在功耗限制和低电压条件下获得低噪声 高线性度 的方法 混频器 中频放 大器 解调器 低通滤 波 本地振 荡器 输入回 路 射频放 大器 基带输出 射频中频 图 1 1 超外差接收机的系统框图 2 1 2 研究现状及存在的问题 近年来 射频集成电路 RF IC 的应用和研究得到了飞速的发展 CMOS 射频集成电路 的研究更是成为该领域的研究热点 低噪声放大器是射频接收机中的一个关键 它位于 接收机系统的第一级 决定着接收机系统的整体噪声系数 在 CMOS 射频接收前端 低 噪声放大器大约占前端功耗的一半左右 由于低功耗和低噪声是一对矛盾 在设计时需 要权衡考虑 3 现在几个应用比较多的无线频段有欧洲 433MHz 的 ISM 段 应用于手机 GSM 的 900MHz 和 1 8GHz 应用于蓝牙 Bluetooth 的 2 4GHz 以及应用于 WLNA 的 2 4GHz 和 5GHz 这些频率都可以用目前的 CMOS 工艺来实现 目前已有相应的少量产品问世 由 于 CMOS 射频集成电路是一门比较新的研究领域 国外也是刚刚起步 这对国内的集成 电路行业是一个很好的发展契机 但是 目前仍然有许多问题需要研究和解决 尤其是射频 MOS 管的建模问题以及高 性能电感的实现 一方面是 MOS 管 片上电感 电容 衬底的寄生参数的提取问题 另 一方面是这些参数随偏置条件和特征尺寸的缩小而变化的问题 对这些问题的研究和解 决 将极大地降低射频集成电路的设计难度 电感和电容是射频集成电路中必不可少的部分 虽然它们已经可以在片上集成 但是 目前它们和片外的分立电容 电感相比还有很大的差距 还不能完全满足射频电路的需 要 CMOS 射频集成电路面临的主要问题就是无法得到高品质因数 Q 的无源器件 片上 电感 Q 值与电感面积成比例关系 在面积受限的情况下 大幅提高 Q 值尚有一定的困难 1 2 4 在电路实现方面 一方面需要完善和提高各个模块的性能 另一方面 需要研究将整 个前端整合到一个芯片上时各个模块之间的协同考虑和衬底的串扰问题 另外 还需要 考虑功耗和可测试性的问题存在 随着特征尺寸的不断缩小 MOS 晶体管的截止频率得到了提高 从而可以较为容易 地实现较高工作频率的射频集成电路和提高 改善 LNA 电路中的各种指标 然而 特征 尺寸的缩小却会带来其他方面的问题 例如随着栅长的缩小 沟道的电场场强增强 漏 端电流噪声增大等等 1 2 这些问题都必须认真考虑 1 3 本论文主要工作 在射频低噪声放大器的设计中 各指标存在一定的相互制约性 为了获得较好的性能 指标 一般采用提高电路中各元器件的静态工作点 以牺牲功耗来实现高性能 本文研究的 2 4GHz LNA 电路可以应用于无线局域网 WLNA 和蓝牙技术 在本文中 完成了 MOS 晶体管的噪声分析 实现了噪声 输入同时匹配的理论研究和电路的实现 着重于研究 LNA 电路的噪声理论 也比较了多种降低噪声和提高线性度的电路结构 为 了减小漏电流三阶频率项 提出消除三阶项的偏置电路等等 电路中的各个指标都是相互制约的 一个指标得到提高 其它指标都会有所减小 在 本文中 主要是完成低电压低功耗条件下的低噪声研究 其次再研究实现高线性度的方 法 1 4 论文内容安排 本论文的内容安排如下 第一章绪论是对本课题研究的项目分析 第二章列出射频电路噪声理论和线性度分析 作为接收通道的射频前端 低噪声放人 器的噪声性能决定着整个通路的噪声特性 进而决定了接收机的灵敏度 低噪声放大器 的噪声性能还对接收机的动态工作范围起着重要的影响 可见 噪声性能优化是低噪声 放大器设计的关键 这一章中 介绍了噪声的一般计算方法 推导出 MOSFET 二端口网 络的噪声表达式 得出减小噪声的一般方法 说明了最简单的噪声匹配理论 在这一章 节中 也说明了 LNA 的线性度计算方法 第三章首先介绍了 LNA 的设计指标 在原有的设计技术上 进一步推导出了噪声 输入同时匹配的设计技术 进而推导出本文的 LNA 设计理念 在低噪声放大器的设计中 噪声的设计最为重要 而晶体管的宽长比 W L 是决定电路噪声系数的最要因数 而静态 工作点则主要影响到电路的功耗 在 LNA 拓扑结构的分析中 得出了一系列的设计方程 使用 Matlab 工具 则可以从仿真图中得出了最佳的宽长比 W L 本章中也简单说明了一 种恒跨导的偏置电路设计 第四章 利用前面三章介绍的设计方法设计出了两个电路 一个是差分电路 一 个是单端电路 并对这两个电路进行了比较 其中 在单端电路中进行了高线性度的设 计 并通过了电路级仿真 版图设计 版图提取 版图电路一致性检查和后模拟 第二章 射频电路噪声理论和线性度分析 评价一个射频系统的性能优劣时 两个很重要的指标是噪声系数和非线性失真 在本 章中 将会以大量的篇幅来论述经典的噪声理论基础 2 1 噪声理论 低噪声放大器位于接收通道的第一级 它的噪声特性将大大影响整个系统的噪声特性 噪声是低噪声放大器设计中的主要考虑因素 这也是低噪声放大器一词的由来 另外 从总体上来说 CMOS 器件的噪声特性比双极型器件 Bipolar 或 GaAs 器件的噪声特性差 因此 对于 CMOS 低噪声放大器的设计 噪声性能的优化更是设计的重点和难点 为了 进一步优化低噪声放大器的噪声系数 有必要深刻理解各元件的噪声产生机理 并精确 的模拟电路中各元件产生的噪声 估计系统的输出端噪声 这对电路的设计也是十分重 要的 目前 随着先进的亚微米 CMOS 工艺应用于射频芯片设计 MOSFET 的高频噪声 模型显的更为重要 对亚微米 MOSFET 的高频噪声进行建模也是近年来的一个研究热点 因此本文对 RFIC 中 MOS 管的高频噪声模型的并结合本文所采用的工艺进行分析总结 本章的第一节介绍噪声的基础理论 第二节则重点讨论 MOSFET 的高频噪声 第三章主 要论述线性度的基本理论 2 1 1 噪声的表示方法 噪声是一种随机变量 它来源于射频系统中的各元器件 对于随机过程 不可能用某 一确定的时间函数来描述 但是 它却遵循某一确定的统计规律 可以利用其木身的概 率分布特点来充分地描述它的特性 一般采用噪声电压或噪声电流的平均值 方差 功 率普密度来描述 有噪系统的噪声性能可用噪声系数的大小来衡量 噪声系数定义为系统输入信噪功率 比与输出信噪功率比的比值 iii NPSNR ooo NPSNR 2 1 oo ii o i NP NP SNR SNR F 信信信信信信信 信信信信信信信 噪声系数常用分贝数表示 2 2 F NP NP NF oo ii lg10lg10 可以看出 噪声系数表征了信号通过系统后 系统内部噪声造成信噪比恶化的程 度 如果系统是无噪的 不管系统的增益多大 输入的信号的噪声都同样被放大 而 没有添加任何噪声 因此输入输出的信噪比相等 相应的噪声系数为 1 有噪系统的 噪声系数均大于 1 2 1 2 本文研究的器件噪声类型 在射频集成电路的设计中使用到的电子器件有电阻 电感 电容 晶体管 包括双极 型晶体管和场效应晶体管 等 在这些电子器件中存在的噪声 按照噪声的来源可以分为 热噪声 散射噪声 shot noise 闪烁噪声 散弹噪声 popcorn noise 等 在本论文研究的 范围内主要是考虑电阻的热噪声和 MOS 管的漏端沟道噪声和栅极耦合噪声 2 1 2 1 热噪声 R 有噪 R 无噪 R 无噪 2 n D 2 n I 图 2 1 电阻的热噪声及其等效电路 热噪声是导体中电荷载流子 电子 空穴 无序热运动所产生的噪声 由于几乎没有绝 对零度的环境 因而导体中的热噪声无法避免 这种噪声最早是 Johnson 于 1928 年由实 验观察得到 其后 Nyquist 又从理论角度进行了定量的分析 计算一个有噪电阻在频带宽 度为 B 的线性网络内的噪声时 可以看作是阻值为 R 的理想无噪电阻与一有噪声电流源 并联 或阻值为 R 的理想无噪电阻与一个噪声电压源串联 如图 2 1 所示 根据 Nyquist 的定义 噪声均方电压或电流的表达式为 2 2 3 B R kTIn 1 4 2 2 4 kTRBDn4 2 式中 k 为波尔兹曼常数 T 为绝对温度 室温下为 290K B 为带宽 KJk 10380 1 23 当负载与信号源内阻匹配时 负载能够得到噪声的最大输出功率 若把电阻 R 的热噪声 作为噪声源 则当此噪声源的负载与它匹配时 它所能输出的最大噪声功率 或者它的 额定功率为 2 5 kTBNA 由式 2 5 可知 它与电阻本身的大小无关 仅与温度和系统带宽有关 在集成电路的设计中 各种元器件不可避免的都存在一定的阻抗 因此热噪声是最为 普遍存在的一种噪声 2 1 2 2 MOS 噪声模型 G S D ng i gs v gs C gsmv g nd i g g 图 2 2 MOS 管的简化噪声模型 晶体管实际上是一个可控的电阻 尤其是 MOSFET 在强反型区 表面沟道就是一个 电阻 且沟道电流主要是由偏移电流构成 因而可以推断 MOSFET 的噪声主要是由沟 道电组的热噪声形成 由于栅电容的存在 沟道电阻的分布特性会将沿沟道方向局部产 生的热噪声通过局部栅电容耦合到栅极上去 尽管产生热噪声的源只有沟道电阻 但其分布特性和与栅电容的耦合 使得用少数几 个集总元件在 MOS 模型中表征噪声特性不那么容易 Van der Ziel 考虑了沟道的分布特性 提出了两个噪声源来表征的模型 1 一个是接在漏源之间的电流源 记为 下标 d 指 nd i 漏极 另一个是接在栅源之间的电流源 记为 其等效电路如图 2 2 所示 漏端噪声 ng i 电流的值为 2 6 BgkTi dnd0 2 4 其中 是时的共源输出电导 为工艺参数 长沟道器件 2 3 对于短沟器 0d g0 ds V 件 在 2 3 之间 5 栅噪声电流的均方值为 2 7 BgkTi gng 4 2 2 8 0 22 5 d gs g g C g 式中 为栅噪声系数 约为 4 3 由式 2 7 2 8 可以知道 栅噪声电流与晶体管的栅源 电容和工作频率都是二次方成正比关系 栅噪声电流是通过栅源电容 Cgs 产生的一种非 准静态效应引入得栅噪声 所以式 2 7 与式 2 6 具有一定的相关性 通常用相关系数 c 来表示 在有关 MOS 噪声的讨论中 只需考虑沟道热噪声和栅漏之间的耦合噪声 在研究 MOS 管的噪声时 可以忽略其它噪声的影响 实际上 MOS 晶体管的栅寄生电阻的热噪 声 衬底寄生阻抗引入的热噪声以及沟道热噪声通过背栅调剂而引入的衬底噪声 都是 不可忽略的 它们对放大器的噪声性能具有很大的影响 图 2 3 为考虑栅阻噪声和衬底噪 声的 MOS 管噪声模型 G S D ng i bsmbv g gs C gsmv g nd i G R G i o r SUB i SUB R bs V 图 2 3 考虑栅热噪声和衬底噪声的 MOS 噪声模型 1 2 1 3 两端口网络噪声理论 对于一个含有噪声的二端口网络 将噪声用一个和信号源串联的噪声电压源和一个并 联的噪声电流源表示 从而将该网络看作无噪声网络 二端口网络由一个导纳为及等 s Y 效的并联噪声电流源构成的噪声源驱动 见图 2 4 所示 1 2 2 n i 含有噪声的 二端口网络 Ys s i 含有噪声的 二端口网络 Ys s i n v n i a b 图 2 4 有噪两端口网络和它的等效表示形式 合理假设噪声源和二端口网络的噪声功率不相关 可知噪声系数的表达式为 推导过程 可以参考附录 A 2 9 2 2 2 s nsns i vYii F 考虑和之间可能的相关情形 把表示成和两个分量之和 与相关 n v n i n i c i u i c i n v 不相关 设 可得 u i ncc vYi 2 10 2 2 2 2 2 1 s ncsu s ncsus i vYYi i vYYii F 公式 2 10 包括了三个独立的噪声源 每个都可以看成是一个等效电阻或电导产生的热噪 声 2 11 kTB v R n n 4 2 2 12 kTB i G u u 4 2 2 13 kTB i G s s 4 2 利用上面三式 可以将噪声因子用阻抗和导纳表示为 2 14 s nscu G RYYG F 2 1 式中 已将每个导纳分解成电导 G 和电纳 B 的和 由式 2 14 知 一旦一个给定的二端口网络的噪声特性己用它的四个噪声参数 c G 和 表示 那么就可以求出使噪声因子达到最小的一般条件 即只要对噪声源 c B n R u G 导纳求一阶导数并使它为零 必有 2 15 optcs BBB 2 16 optc n u s GG R G G 2 可见 为了使噪声因子最小 应当使噪声源的电纳等于相关电纳的负值 而噪声源的电 导等于公式 2 16 的值 把公式 2 15 和 2 16 代入到公式 2 14 中 得到最小噪声因子 2 17 cc n u ncoptn GG R G RGGRF 2 min 2121 由式 2 17 可以推导式 2 14 的另一表示方法 2 18 22 minminminoptsopts s n BBGG G R FFFFF 上式表明 两端口网络的噪声性能可以由 和四个噪声参数确定 由于 min F n R opt B opt G 这四个噪声参数容易从简单化的器件模型中计算得到 噪声因子的理论计算就变得简单 明了 从式 2 18 可以看出 它表示的是一个恒噪声系数曲线 或者称为恒噪声系数圆 2 1 4 多级及联网络噪声系数计算 由附录 A 可以知道 每一个有噪网络都可以由三个参数来描述 即噪声等效温度 Te 噪声系数 F 额定功率增益 Gp 在实际的应用中 都需要使用多个有噪网络来实现 一个特定功能的系统 如图 2 5 所示 是一个多级级联的噪声网络 1 1 1 p e G F T 2 2 2 p e G F T 3 3 3 p e G F T s V s R 图 2 5 多级有噪线性网络的级联 2 设第一级输入噪声的功率为 根据等效噪声温度的定义 第一级的输出噪BkTNi 0 声功率是 2 19 BkTGBkTGN epp11011 第二级输出噪声功率为 2 20 1 2 102122122 p e eppepp G T TTkBGGBkTGNGN 将前两级级联系统的等效噪声温度设为 因而两级输出的噪声功率又可以表示为 e T 2 N 2 21 epp TTkBGGN 0212 其中 2 22 1 2 1 p e ee G T TT 由附录 C 中的推导又可以知道等效噪声温度与噪声系数的关系 即 2 23 0 1TFTe 由式 2 22 和 2 23 可以得到两级级联网络的噪声系数表达式 2 24 1 2 1 1 p G F FF 由此可以推导出 多级级联时的等效噪声温度和噪声系数分别为 2 25 21 3 1 2 1 pp e p e ee GG T G T TT 2 26 21 3 1 2 1 11 ppp GG F G F FF 由以上的分析可以知道 描述一个有噪系统的内部噪声可以用三种方法 等效输入噪 声源和 噪声系数 等效噪声温度 三者可以互相换算 但是噪声系数不仅仅与系 n v n i 统内部噪声有关 还与其源端的输入噪声有关 即与信号源内阻和信号源噪声温度有关 多级线性系统级联 系统总的噪声系数与各级噪声系数及增益有关 但主要取决于前级 的噪声系数 为降低后级噪声对系统的影响 应加大前级的增益和尽量减小前级电路的 噪声系数 2 2 MOSFET 两端口网络噪声参数的理论分析 VinVout 图 2 6 NMOS 共源电路 在上一小节中 已经对 MOS 管的噪声和系统的噪声系数进行了分析 接下来就需要 进一步的分析 MOS 电路的噪声分析 由 2 1 2 2 MOS 噪声模型这一节可知 MOS 晶体管 的漏端沟道电流热噪声和栅噪声是主要考虑的噪声源 沟道电流热噪声可以由式 2 6 表示 栅极噪声可以由式 2 7 2 8 表示 由于这两种噪声都是源于同一种物理效应 沟 道电阻热噪声 它们之间存在一定的相关性 它们之间的相关系数可以定义为 2 27 22 ndng ndng ii ii c c 是一个纯虚数 对于长沟道器件 其值为 j0 395 对于短沟道器件 它的值介于 j0 3 到 j0 35 之间 将两个噪声源等效到晶体管的输入端 栅极 可以得到等效输入噪声电压为 2 28 2 0 2 2 2 4 m d m nd n g BgkT g i v 而等效的输入噪声电流为 2 29 BgkTCjvi g Cji i ggsnng m gsnd n 4 2 22 2 2 2 2 等效的输入噪声电压和噪声电流存在一定的相关性 将噪声电流分为两部分 即 2 30 ucn iii 其中 噪声电流与噪声电压完全相关 相关系数为 噪声电流与噪声电压完 c i n v c Y u i n v 全不相关 由此可以把栅极噪声拆成两项 2 31 BcgkTBcgkTiii ggngungcng 22 2 2 144 式中 与完全相关 相关系数为 与完全不相关 可以表示为 ngc i nd i ngu i nd i 2 32 22 22 ndng ndngc ndng ndng ii ii ii ii c 2 33 BcgkTi gu 2 2 14 由式 2 28 2 29 2 30 可知 的相关系数为为 c i n v c Y 2 34 ngc nd m gs n c c i i g Cj v i Y 上式中的最后一项分子分母同时乘以 nd i 2 35 2 nd ndngc m ndnd ndngc mngc nd m i ii g ii ii gi i g 所以 2 36 2 2 2 2 22 2 nd ng mgs nd ng ndng ndngc mgs nd ndngc mgs n c c i i cgCj i i ii ii gCj i ii gCj v i Y 将和 2 nd i代入上式 则 2 ng i 2 37 5 1cCjY gsc 2 38 0d m g g 为时的漏源导纳 对于长沟道晶体管 当沟道长度减小时 降低 0d g0 DS V1 因此 表示了晶体管工作偏离长沟道特性的程度 由式 2 28 2 33 2 37 可知 2 39 2 0 2 4 m dn n g g kTB v R 2 40 0Re cc YG 2 41 5 1ImcCYB gscc 2 42 0 2 22 2 5 1 4 d gs u u g cC kTB i G 由上述可得 MOS 晶体管的两端口网络噪声参数为 2 43 m n g R 1 2 44 2 1 5 cCG gsopt 2 45 5 1cCB gsopt 满足以上噪声参数要求的电路结构 可以得到最小的噪声系数 2 46 2 min 1 5 2 1cF T 式中 2 47 2 2 3 3 2 L VV WLC VVLWC C g thGSn ox thGSoxn gs m T 由 MOS 管的两端口网络噪声参数可知 为了达到最小的噪声因子 要求 2 48 optopt s s jBG Z Y 1 而为了达到最大功率传输的条件 要求 2 49 gsgss CjCjZ 由式 2 47 可知 随着 CMOS 工艺技术的不断发展 晶体管的特征尺寸不断缩小 不断提高 从式 2 46 可以知道 最小噪声也会随着的不断提高而降低 所以 T min F T 随着工艺的进步 会减小 从式 2 46 也可以知道 系统工作的频率越大 电路的 min F 噪声系数将会越大 因此设计一个射频电路 使用越先进的工艺技术 电路的噪声性能 将会越好 对于同一种工艺 设计一个频率较低的射频电路比设计一个较高频率的电路 噪声特性好 以上的推导中 忽略了 MOS 的栅极阻抗噪声 衬底噪声及其它噪声 在使 用手动计算的分析过程中 上述的噪声模型已经可以接近实际 2 3 降低噪声系数的一般措施 常用的减小噪声系数的措施如下 1 选用低噪声器件和元件 在放大或其他电路中 电子器件的内部噪声起着重要作用 因此 改进电子器件的噪 声性能和选用低噪声的电子器件 就可大大降低电路的噪声系数 在电路设计中尽量不 使用电阻器件 使用电感或电容来替代电阻在电路中的作用 2 正确选择晶体管放大级的直流工作点 晶体管放大级的噪声系数和晶体管的直流工作点有着一定的关系 一般情况下 n F 电路的噪声系数随着偏置电流增大而减小 3 选择合适的信号源内阻 第一级放大器或混频器是与信号源相联的 当存在着最佳信号源内阻时 放大器 sopt Z 的噪声系数最小 共源电路与共栅电路比较 共源电路的噪声特性好 常用于放大器的 第一级 4 选择合适的工作带宽 噪声电压都与通带宽度有关 接收机或放大器的宽度增大时 接收机或放大器的各种 内部噪声也增大 因此 必须严格选择接收机或放大器的带宽 5 选用合适的放大电路组态 单级电路的放大增益一般不能满足设计的需要 因而需要两级级联 共栅电路的隔离 度较好 所以 共源共栅电路得到了广泛的应用 2 4 MOS LNA 线性度分析 在设计低噪声放大器中 噪声是设计中首先考虑的一个因素 低噪声放大器作为接收 机的第一级 其非线性性能也是放大器一个很重要的指标 在完成低噪声特性的设计后 还必须考虑放大器的线性度和抗干扰能了 常用 1dB 压缩点和三阶交调点来描述电路的 线性度 尽管整个接收机的非线性常常由后面的几级如混频器等所限制 仍然有些应用 场合要求低噪放有很高的线性度 在本小节中 将会对共源电路进行分析 得出一般化 的结论 2 4 1 1dB 压缩点 MOS 管是一个电压控制电流的晶体管 在简化的输入电压与输出电流的特性等效中 漏极电流与源栅电压成二次方正比关系 但是 在实际的使用中 由于 MOS 管存在着很 多其它难以消除 简化的效应 对输出端漏极电流进行傅立叶变换 将会得到一个三次 和更高的谐波项 设放大器的输入端只有一个余弦波信号 在输出端可以得到相应的输 tVtv iimi cos 出电流 但是电流中含有多次谐波 由于高次谐波的幅度会随着谐波次数的增大而减小 所以只需要考虑到 3 次谐波项 则可以得到一个输出电流交流表达式 2 50 tV a tV a tVaVa Va tVatVatVai iim iimiimim im iimiimiims 3cos 4 2cos 2 cos 4 3 2 coscoscos 33 223 31 2 2 33 3 22 21 由上式可以知道 输入一个单一频率信号 通过一个非线性的器件 在输出端会产生不 仅含有基波频率的频率项 而且还会产生 N 次谐波项 i 当信号的幅度大到器件的高次谐波项不能忽略的时候 由式 2 50 可以得到基波信号 电流为 2 51 tvVaatVaVai iimiimimS 2 31 3 311 4 3 cos 4 3 其幅度为 2 52 3 311 4 3 imimS VaVaI 由此可以得到 大信号的平均跨导为 2 53 2 31 1 4 3 im im S m Vaa V I g 由式 2 53 可以知道 大信号的平均跨导与输入信号幅度有关 由此与可以看到 电路 im V 的非线性不仅在于出现了谐波 更重要的是它的基波增益中出现了与输入信号幅度有关 的失真项 在一般的情况下 当输入信号的幅度增大到一定的程度的时候 2 3 4 3 im Va0 3 a 会减小 这种现象就是增益压缩 在射频电路中 常用 1dB 压缩点来度量一个放大器 m g 的线性度 它的定义就是 为使得电路的增益比线性放大器增益下降 1dB 所对应的输入 信号的幅度或者对应的信号能量 如图 2 7 所示 1dB out Vlog20 dBom V 1 dBAv 0 dBim V 1 in Vlog20 图 2 7 低噪声放大器的 1dB 压缩点示意图 利用 1dB 压缩点的定义 可以推导出 1dB 压缩点的数学表达式 2 54 dBaVaa dBim 1log20 4 3 log20 1 2 131 则 1dB 压缩点的数学形式为 2 55 3 1 1 145 0 a a V dBim 由此可以知道 放大器的线性范围与漏极电流的 1 阶项和三阶项的比值有关 2 4 2 三阶输入交调点 IIP3 常常使用 三阶截点 IP3 来说明三阶互调失真的程度 三阶互调截点 IP3 定义为三 阶互调功率达到和基波功率相等的点 此点所对应的输入功率表示为 IIP3 对应的输出功 率表示为 OIP3 当输入信号为两个频率信号 并且这两个频率的振幅相等 2 56 ttVtv imi21 coscos 经过 MOS 管后 输出的一次频率项为 2 57 tVaVatVaVati imimimim2 3 311 3 31 cos 4 9 cos 4 9 三次频率组合项为 2 58 t Va t Va imim 12 3 3 21 3 3 2cos 4 3 2cos 4 3 2 59 t Va t Va imim 12 3 3 21 3 3 2cos 4 3 2cos 4 3 由上述的推导 可以得出三阶交调示意图 如图 2 8 1 2 1 2 21 2 12 2 图 2 8 三阶交调示意图 由式 2 52 可知没有失真的传输增益为 由式 2 58 可知 三阶互调项的频率幅度 im Va1 为 三阶互调截点 IP3 被定义为三阶互调功率达到和基波功率相等的点 由此可知 4 3 3 3im Va 在 IP3 点处 2 60 4 3 3 3 1 im im Va Va 三阶截点的输入信号幅度为 2 61 3 1 3 3 4 a a VmIP 10logPi 10logPo OIP3 IIP3 IP3 图 2 9 1dB 压缩点与三阶交调点的关系 比较式 2 55 和式 2 61 可以知道 2 62 dB V V mIP dBim 6 933 0 3 4 145 0 3 1 由此可知 1dB 压缩点的输入电平要比三阶交调点电平约低 10dB 2 4 3 多级级联网络线性度表示方法 起最重要作用的线性级 13 IIP 23 IIP 1 A 2 A 图 2 10 两级放大器级联系统 图 2 10 是两个放大器级联后的三阶互调示意图 设输入信号为 2 63 ttVtv imi21 coscos 忽略两级电路的高次谐波项 第一级输出和第二级输出的电压表达式 2 64 tvatvatvatv iiio 3 3 2 211 2 65 tvbtvbtvbtv oooo 3 13 2 12112 由于放大器具有带通滤波功能 输出第二级输入端的频率项有 1 2 21 2 并且高次项的幅度远小于一阶项的幅度 则第一级输出的一阶频率项简化为 12 2 2 66 ttVa im211 coscos 第一级输出的三阶项幅度为 2 67 t Va t Va imim 12 3 3 21 3 3 2cos 4 3 2cos 4 3 第二级电路的基波分量为 2 68 ttVbatv imo21112 coscos 第二级电路的三阶项为 2 69 ttV baba im1221 33 3 113 2cos2cos 4 3 4 3 结合式 2 61 可以推出两级电路级联后的三阶交调点电压为 2 70 3 3 113 11 3 3 4 baba ba VmIP 变换上式可得 2 71 2 2 3 2 1 1 2 3 3 1 2 1 3 1 2 3 1 3 4 3 4 11 mIPmIPmIP V a V b b a a a V 级联电路的三阶交调截点输入功率与每一级的关系为 2 72 2 2 1 1 33 1 3 1 IIP A IIPIIP 多级级联时 总的三阶交调点为 2 73 3 2 2 2 1 2 2 1 1 333 1 3 1 IIP AA IIP A IIPIIP 一般情况下 电路的增益都会大于 1 由此可知 整个电路系统的线性度小于各级电 路的线性度 而前级电路增益较大时 后级电路会严重影响整个系统的线性度 所以 在电路线性度的设计中 必须提高各级的线性度 线性度与增益是一对矛盾的指标 2 5 小结 在本章里分析了系统噪声的推导和电路线性度的表示方法 从这些推倒中 可以得出 两个很重要的结论 1 一个系统的噪声 主要受限于第一级电路的噪声大小 并和其增益有关 因而 低噪声放大器的噪声 是一个射频接收器总体噪声的一个最为重要的组成部分 2 电路的线性度 与每一级电路的线性度特性都有关联 但在第一级增益较高的情 况下 主要受限于后级电路的线性度 由这两点结论 可以知道 在设计低噪声放大器的时候 应该主要考虑其噪声特性 在满足一定噪声要求的前提下 再提高电路的线性度 低噪声放大器一般采用两级级联 的结构 因此第一级主要考虑噪声特性 第二级主要考虑线性特性 这就为设计一个高 线性度的低噪声放大器提供了很重要的理论基础 第三章 CMOS 低噪声放大器的设计理论推导 在这一章中 将会推导低噪声设计方程 低噪声放大器的设计是一个射频接收系统设 计的关键部件 主要有四个特点 1 它位于接收机的最前端 根据多级线性网络级联的 噪声系数计算公式 其整机噪声系数基本上取决于前面单元模块的噪声系数 这就要求 它的噪声越小越好 2 为了抑制后面各级噪声对系统噪声的影响 并对接收到的微弱信 号进行足够的线性放大 还要求有一定的增益 但为了不使后面的混频器过载 产生非 线性失真 它的增益又不宜过大 而且由于受传输路径的影响 信号的强弱又是变化的 在接收信号的同时又可能伴随许多干扰信号混入 因此要求放大器有足够大的线性范围 而且增益最好是可调节的 3 低噪声放大器一般通过传输线直接和天线或滤波器相连 故放大器的输入端必须和它们有很好的匹配 以达到最大功率传输或最小噪声系数 4 应具有一定的选频功能 以及抑制带外和镜像频率干扰的能力 因此它一般是频带放大 器 3 1 LNA 设计指标 低噪声放大器的主要指标包括 足够低的噪声系数 NF 足够的线性度范围 IIP3 合适的增益 输入输出的匹配情况 输入输出间的隔离 对于一个移动设备来说 低电 压低功耗也是一个很重要的要求 3 1 1 噪声系数 噪声系数是低噪声放大器最为关键的指标之一 也是设计中的主要考虑因素 实现低 噪声的基本思路是 采用单管单级放大 以减小有源器件引入的噪声 因为电阻有热噪 声 所以匹配网络宜用电感负反馈 而不宜用电阻负反馈 整个接收机所允许的噪声系 数一般在 3dB 以下 3 1 2 增益 增益是反映一个放大器放大能力的指标 低噪声放大器的增益要适中 一般增益在 10 20dB 之间 3 1 3 线性度 1dB 压缩点 3 阶交调点作为线性度是描述一个放大器线性范围和抗干扰能力的指标 其重要性在噪声系数之后 也是一个很重要的指标 3 1 4 输入输出匹配 在一个无线接收系统中 能接收到的信号都是能量极低的信号 在设计中 为了能更 好的实现能量的传递 必须减小能量反射系数 输入输出匹配就是为了实现这样一个目 的 在本文将要论述的技术中 输入输出匹配也能更好的实现噪声匹配 这是一个很重 要的理论 将会为后面的设计提供最为重要的理论基础 对于 S 参数更为详尽的认识可 以参考附录 B 3 1 5 输入输出隔离 由于低噪声放大器和混频器间一般接有抑制镜像干扰的滤波器 且第一中频的数值较 高 本振信号频率位于滤波器通带以外 因此本振信号向天线的泄漏较小 但一般的接 收机方案中 本振泄漏则完全取决于低噪声放大器的隔离性能 同时 低噪声放大器的 隔离度好 减小了输出负载变化对输入阻抗的影响 从而简化了输入输出端的匹配网络 的调试 放大器的稳定性是随着反向传输的减小 即隔离性能的增加而改善的 3 1 6 电路功耗 移动通信设备中还有一个很重要的指标是低电压和低功耗 降低功耗的根本方法是采 用低电源电压 低偏置电流 但伴随的结果是晶体管的跨导减小 从而又引起晶体管及 放大器的一系列其他指标的变化 这将会限制低噪声放大器的设计 3 1 7 稳定性 稳定性也是一个很重要的设计指标 由于晶体管的各级之间存在着寄生电容 在电路 中形成一个反馈回路 又由于密勒效应的存在 增加了反馈回路的作用 在一定条件下 将会造成电路的不稳定性 电路中的各个指标之间都是相互关联的 通常为互为制约的关系 3 2 CMOS LNA 拓扑结