（电力电子与电力传动专业论文）逆变器效率提升方案研究.pdf

浙江大学硕士学位论文摘要 a b s t r a c t i nm a n yi m p o r t a n tp o w e re l e c t r o n i c sa p p l i c a t i o n s ，s u c ha s ：r e n e w a b l ee n e r g y g e n e r a t i o n , u n i n t e r r u p t e dp o w e rs u p p l y , e l e c t r i cm a c h i n ed r i v e ，a c t i v ep o w e rf i l t e r , i n d u c t i o nh e a t e r , e t e t h ep e r f o r m a n c eo fp o w e ri n v e r t e ri sq u i t ec r u c i a l a st h e r e q u i r e m e n t sf o rh i g h e rp o w e rd e n s i t ya n do u t p u tp e r f o r m a n c e ，h o wt ok e e pt h e i n v e r t e ra tar e l a t i v eh i g h e re f f i c i e n c ya th i g h e rs w i t c h i n gf r e q u e n c yi sb e c o m i n g m o r ea n dm o r ei m p o r t a n t t h i st h e s i sf i r s tb u i l d e du pt h el o s sm o d e lo fi n v e r t e rw i md i f f e r e n tm o d u l a t i o n m e t h o d s a c c o r d i n gt ot h el o s sc a l c u l a t i o na n dv e r i f i c a t i o nr e s u l t s ，t h ew a y t of u r t h e r i n c r e a s ei n v e r t e r se f f i c i e n c yi sa n a l y z e d t h e nt h el o s sm o d e li sa p p l i e dt oo t h e rt y p e so fi n v e r t e rt o p o l o g i e s ，i n c l u d e d i o d en e u t r a lp o i n t c l a m p e d ( d n p c ) t h r e e - l e v e l ，a n da u x i l i a r yr e s o n a n t c o m m u t a t e dp o l e ( a r c p ) s o f t - s w i t c h i n gi n v e r t e rt o p o l o g i e s t h et h r e e - l e v e la n d s o f t - s w i t c h i n gi n v e r t e r s e f f i c i e n c ya d v a n t a g et ot r a d i t i o n a li n v e r t e ri si n v e s t i g a t e d ， b a s e do nt h el o s sa n de x p e r i m e n t a le v a l u a t i o n t h ec o m p a r i s o n so ft h et h r e ei n v e r t e r t o p o l o g i e s w e r em a d e e a c h t o p o l o g y sa d v a n t a g e s a n dd i s a d v a n t a g e sw e r e s u r n m a r i z e d m o r e o v e r , t h i st h e s i sa n a l y z e dt h er e s o n a n tp r o c e s so fa r c ps o r s w i t c h i n g i n v e r t e r , 嬲w e l la st h ec o n t r o ls t r a t e g i e sf o ra u x i l i a r ys w i t c h e s t h e nag e n e r a l r e s o n a n tp a r a m e t e r ss e l e c t i o nm e t h o dw a si n d i c a t e d t h ef i x e da n dv a r i a b l et i m i n g c o n t r o ls t r a t e g i e su s e df o rt h ea u x i l i a r ys w i t c h e sw e r ea n a l y z e d a n dt h e nan o v e l d i v i d e d - f i x e dt i m i n gc o n t r o lm e t h o dw a sp r o p o s e d c o m p a r i s o n so ft h i st h r e ec o n t r o l m e t h o d s c u r r e n ts t r e s si nc i r c u i t ，l o s sd i s t r i b u t i o n ，a n di n v e r t e re f f i c i e n c yw e r e i n t r o d u c e d f i n a l l y , t h ei n v e r t e r se f f i c i e n c yi m p r o v e m e n tb ys i cf r e e w h e e ld i o d e sa n dh i g h s p e e di g b tw e r er e s e a r c h e d ，a n dc o m p a r i s o n so fd i f f e r e n tp o w e rs e m i c o n d u c t o r d e v i c e s c o m b i n a t i o n sa r em a d e k e yw o r d s ：i n v e r t e r ，e f f i c i e n c y , a r c p ，s o f t - s w i t c h i n g ，t h r e e - l e v e l ，s i cd i o d e ， h i g hs p e e di g b t 浙江大学研究生学位论文独创性声明 本人声明所呈交的学位论文是本人在导师指导下进行的研究工作及取得的 研究成果。除了文中特别加以标注和致谢的地方外，论文中不包含其他人已经发 表或撰写过的研究成果，也不包含为获得迸姿盘鲎或其他教育机构的学位或 证书而使用过的材料。与我一同工作的同志对本研究所做的任何贡献均己在论文 中作了明确的说明并表示谢意。 学位论文作者签名：绷 签字日期：矽矽年多月。日 学位论文版权使用授权书 本学位论文作者完全了解逝姿盘堂 有权保留并向国家有关部门或机 构送交本论文的复印件和磁盘，允许论文被查阅和借阅。本人授权逝鋈盘鲎 可以将学位论文的全部或部分内容编入有关数据库进行检索和传播，可以采用影 印、缩印或扫描等复制手段保存、汇编学位论文。 ( 保密的学位论文在解密后适用本授权书) 学位论文作者签名：躺 签字日期：加p 年弓月pf t 翩签名绨匆门 签字同期：加d 年当月i o 日 浙江大学硕七学位论文 第1 章绪论 第1 章绪论 1 1 弓l 割1 卅 电力电子变流器主要实现四大电能变换：交流a c 到直流d c 的整流变换，d c 到d c 的直流变换，a c 到a c 的交流变换，以及d c 到a c 的逆变变换。根据电力电子应用场 合的不同，可以选择不同变换类型的变流器以及各种变换组合。电压型逆变器的主要功能 是将输入d c 直流电压转换为所需要的a c 交流电压，在保证一定的功率容量的同时，获 得满足需要的动态响应及输出控制精度。在不间断电源、新能源发电、有源电力滤波、电 机驱动等电力电子应用领域，逆变器都是十分关键的部分 新能源发电领域已经成为电力电子技术的研究新热点，图1 1 所示为太阳能光伏并网 系统结构示意图。太阳能电池板p v 将光照能量转换为直流电能，通过d c a c 逆变器再 将直流电压转换为可以并网的交流电压。可以看到，太阳能电池板所产生的所有功率完全 要经过逆变器流向电网，由于太阳能光伏电池成本较高。因此，如何充分利用光伏阵列输 出的电能，成为影响光伏逆变系统整体经济性能的关键。逆变器变换效率是评估光伏发电 系统的一个重要指标之一。 电网 _ _ _ _ _ _ _ _ - _ - _ _ 一i i j j 卜 功率 图1 1 光伏发电系统结构 图1 2 所示是直驱式风力发电系统结构示意图【4 1 。风能通过风力机转换为轮轴上的机 械能，永磁同步发电机再将机械能转换为发电机定子上的电能，但发电机发出的电压和功 率是随风速变化波动的，还需要经过电力电子变流器整流和逆变后，转换为可供使用的交 流电能输送到电网。可以看到，发电机产生的所有功率完全流经逆变器注入电网，因此， 逆变器的变换效率对于风力发电系统整体效率是十分重要的。 浙江大学硕士学位论文第1 章绪论 电网 功率 图1 2 直驱式风力发电系统结构 如图1 3 所示为电机驱动系统结构示意图。电网电压先经过不控整流转变为直流电压 后，再通过d c a c 逆变器产生所需的交流电压驱动电机，从而将电能转换为机械能。可 以看到，电能完全经过逆变器流向电机，对于较大功率等级的电机驱动应用场合，逆变器 的损耗也不可忽视。此外，通过对变流器的控制，还可以优化电机的运行效率，改善电机 的输出性能。 电网 电网 蓄电池 功率 图1 3 电机驱动系统结构 电网供电模式功率 电池供电模式功率 图1 4 在线式u p s 系统结构 一个典型的在线式不间断电源( u p s ) 系统结构如图1 4 所示【5 棚，a c d ) c 整流器将 交流电网能量变换到直流母线上，为后级逆变器提供稳定的直流电压；d c d ) c 变换器在 2 浙江大学硕上学位论文第1 章绪论 电网正常时需要将直流母线上的能量给蓄电池充电，当电网发生故障时需要将蓄电池的能 量升压到直流母线；d c a c 逆变器的功能是将直流母线上的直流电压逆变成稳定高质量 的交流电压给负载供电。u p s 系统的能量来源或者由电网提供( 如图1 1 中实线箭头所示 的电网供电模式) ，或者由直流蓄电池提供( 如图1 1 中虚线箭头所示的电池供电模式) 。 可以看到，无论是电网供电模式还是电池供电模式，电能总要持续经过d c a c 逆变器流 向负载，因此d c a c 逆变器对于整个u p s 系统的变换效率是至关重要的。 此外，在很多其他的电力电子技术应用场合，如有源电力滤波器、航空电源、感应加 热电源中，逆变器也充当着重要的角色。随着逆变器技术的广泛应用，如何提高逆变器的 变换效率显得更加重要。 1 2 逆变器效率提升技术综述 前人对逆变器效率提升技术的研究主要集中在两个方面：1 结构和器件等方面的硬 件改进，2 控制及调制策略的改进。 1 2 1 结构及器件的改进 1 2 1 1 软开关逆变器拓扑 软开关技术可以通过谐振电路，实现功率器件在零电压( z e r o v o l t a g e s w i t c h i n g ，z v s ) 或者零电流( z e r o - c u r r e n t s w i t c h i n g ，z c s ) 状态下开通或者关断，从而有效减小换流时功 率器件上的开关损耗，达到提升逆变器效率的目的。另外，由于软开关技术减缓了换流时 电压电流的变化速度，抑制了二极管反向恢复电流，因此也能改善电路中的电压电流振荡， 有效降低变流器的e m i 噪声干扰。 软开关逆变器拓扑主要分成直流侧型和交流侧型两大类，分类示意图如图1 5 所示 【8 18 1 。 图1 5 软开关逆交器拓扑分类 辅助谐振变换极 耦合电感反馈型 单辅助开关型 单辅助电感型； 六辅助开关型。 三辅助开关型： 3 浙江大学硕士学位论文第1 章绪论 直流侧软开关逆变器的辅助谐振电路是串联在直流母线上的，如图1 6 所示。在功率 开关换流时，辅助电路会在直流母线上创造一个短暂的零电压时刻，从而可以使六个功率 开关在零电压条件下开关。但是传统的直流侧软开关逆变器有两个主要缺点：1 由于负载 电流会流过辅助电路，从而造成辅助电路中较大的电压电流应力。2 主开关不能直接采用 传统的p w m 控制策略，而是需要在p w m 控制基础上做一些调整以配合辅助开关控制， 这会引起不希望的输出电压谐波。 v v 图1 6 交流侧软开关逆变器电路图1 7 直流侧软开关逆变器的电路 与直流侧软开关逆变器不同，交流侧软开关逆变器可以在不改变直流母线电压的前提 下实现功率器件的零电压或者零电流开关。辅助电路与逆变器每个桥臂的交流输出节点相 连，如图1 7 所示。由于负载电流不需要流过辅助电路，与直流侧软开关逆变器相比，交 流侧软开关逆变器辅助电路的电压电流应力较小，损耗更低，并且具有较好的负载适应性。 因此，交流侧型软开关逆变器拓扑是一种逆变器效率提升的有效途径之一。交流侧软 开关逆变器又可分为两大类：零电压转移型( z e r o v o l t a g e t r a n s i t i o n ) 和零电流转移型 ( z e r o c u r r e n t 。t r a n s i t i o n ) 。 六辅助开关z c t 软开关逆变器拓扑( s i x s w i t c h e sz c t ) ，如图1 8 所示。这是一种零 电流变换型( z c t ) 软开关逆变器。辅助电路由三个桥臂和三组谐振电感电容组成。通过合 适的控制，可以实现主开关和辅助开关的零电流开通和关断。但是该拓扑的辅助电路控制 策略比较复杂，需要对负载电流大小做精确的检测。 v l a l b 1 c 4 浙江大学硕上学位论文第1 章绪论 图1 8 六开关z c t 软开关逆变器拓扑 图1 9 所示为辅助谐振变换极软开关逆变器拓扑( a u x i l i a r yr e s o n a n tc o m m u t a t e dp o l e ， a r c p ) ，这是一种零电压变换型( z v t ) 软开关逆变器。该拓扑由六个辅助开关及谐振电感 组成三个谐振极，谐振电容与主功率器件并联。该拓扑可以实现主功率器件的零电压开通 和辅助功率器件的零电流关断，主功率器件关断损耗在谐振电容作用下显著减小。但是该 电路中点电压需要额外进行控制。 v 图1 9 辅助谐振变换级极( a r c p ) 软开关逆变器拓扑 图1 1 0 所示为耦合电感z v t 型软开关逆变器拓寺l - ( i n d u c t o rc o u p l e dz ) ，它和a r c p 软开关拓扑原理相似，也是一种零电压变换型( z v t ) 软开关逆变器，可以实现主功率器件 的零电压开通和辅助功率器件的零电流关断。辅助功率器件的电流应力仅是a r c p 逆变器 的1 2 ，并且没有输入直流电压中点问题。但该电路需要使用更多的功率半导体器件。 o 乍“扣 ： j】 【 s 1 1 匕丑一k碧 o ，s 2 在该阶段保持开通，s 4 在该阶段保持关断，s 1 和s 3 交替开关。如图3 6 ( a ) 所示，当s 1 开通时，s 3 关断，负载电流“流经s l 和s 2 ，v a = v a d 2 。如 图3 6 ( b ) 所示，当s 1 关断时，s 3 开通，函流经s 2 和d 5 到输入电容中点，v a - - - - 0 。负载电流在 s l 和d 5 之间换流。 ( a ) v a = v a , 2 。c o ) 翰。0 图3 6 区域i i 内的换流过程 区域i i i ：如图3 7 所示，v o 0 ，s 3 在该阶段保持开通，s 1 在该阶段保持关断，s 2 和s 4 交替开关。如图3 7 ( a ) 所示，当s 4 开通时，s 2 关断，负载电流以流经d 3 和d 4 ，妇一吲2 。 如图3 7m ) 所示，当s 4 关断时，s 2 开通，a 流经s 2 和d 5 到输入电容中点，v a = 0 。负载电流 在d 3 ，d 4 和s 2 ，d 5 之间换流。 ( a ) n = - v j 2 ( b ) 乃= o 图3 7 区域i i i 内的换流过程 区域i v ：如图3 8 所示，v o o ，i a o ，s 3 在该阶段保持开通，s 1 在该阶段保持关断，s 2 和s 4 交替开关。如图3 8 ( a ) 所示，当s 4 开通时，s 2 关断，负载电流“流经s 3 和s 4 ，1 ，a = - v a d 2 。如 图3 8 ( b ) 所示，当s 4 关断时，s 2 开通，“流经s 3 和d 6 到输入电容中点，v a - - 0 。负载电流在 浙江大学硕七学位论文第3 章n p c 三电平拓扑的效率优势 s 4 和d 6 之间换流。 【a ) - 一v d d 2【b ) 2 0 图3 8 区域i v 内的换流过程 3 2 损耗模型在n p c 三电平拓扑中的应用 三电平逆变器损耗主要也由三部分组成：功率器件的开关损耗只w ，功率器件的导通 损耗p c 伽，以及输出滤波电感损耗凡。假设逆变器三相损耗均相同，损耗计算公式基于单 相逆变器。 1 ) 功率器件导通损耗计算方法 由于输出工频f o = 5 0 h z ，开关周期也已经随开关频率而确定，器件两端的导通压降可 由开关器件生产厂商数据手册提供，功率器件上流过的电流值和两电平逆变器相同。而器 件在各个开关周期内的导通时间，则需要做一些调整。图3 9 所示为三电平逆变器s p w m 调制下调制波与载波比较产生s 1 s 4 驱动信号示意图。 s 1 驱动 s 2 驱动 s 3 驱动 燃a 怂1i i , i 勘1i j ：j 一哦 ，i , , v i i v：vv i 矿铲峪胜删一 i i l 0 几r厂几nr n n 几厂广n 广厂n n 门i10nr l r nn li 几几n 图3 9 三电平逆变器s p w m 脉冲产生示意图 根据三电平s p w m 调制原理，可以推导出三电平逆变器s 1 管驱动信号在每个开关周 期内的占空比风： 3 i 浙江人学硕上学位论文第3 章n p c 三电平拓扑的效率优势 9 , = m s i n c 半， ( 3 - 1 ) 图3 5 所示为图3 4 区域i ( i v ) 中三电平逆变器功率器件导通情况，由于负载电流西 流入变流器，当a 点输出正电平时，电流实际流过d l 和d 2 ，如图3 5 ( a ) 中所示路径。当 输出零电平时，电流实际留过s 3 和d 6 ，如图3 5 ( b ) 中所示路径。因此，在i 区域内，三 电平逆变器功率器件导通损耗可以由下式求得： j ：。村= f o ( 巨。村+ 磊。村) ( 3 - 2 ) 其中： 巨删：艺( 咋，+ 咋：) h ( 以) i 见z ( 3 - 3 ) l 磊训= ( ，+ 。) l i a ( n ) l ( 1 一见) 巧 ( 3 4 ) 玎；l 风。洲为i 区域a 点输出正电平时产生的导通损耗，厩咖，为i 区域a 点输出零电平时 产生的导通损耗。y f i 为图3 3 中d 1 的导通压降，v f 2 为d 2 的导通压降，v c e 3 为s 3 的导通 压降，v f 6 为d 6 的导通压降。肌为图3 4 的i 区域内开关次数，可以由下式求得，其中f 为功率因数角： n , - 皇丢 ( 3 - 5 ) 图3 6 所示为图3 4 区域i i ( i i i ) 中器件导通情况，由于负载电流“流出变流器，当 输出正电平时，电流实际流过s 1 和s 2 管，如图3 6 ( a ) 中所示路径。当输出零电平时，电 流实际留过d 5 和s 2 ，如图3 6 ( b ) 中所示路径。因此，在i i 区域内，功率开关器件导通损 耗可以由下式求得： 圪柑= f o ( 巨舢+ e 0 。口) ( 3 - 6 ) 其中： e + c o n l l ：兰( k 。+ ：) h ( 九) | 见z ( 3 - 7 ) n = n l + l m 。舢= ( 咔，+ ，) l i ( n ) l ( 1 一见) 互 ( 3 - 8 ) = n t 4 - 1 其中v ，为s l 的导通压降，呦为s 2 的导通压降，啪为d 5 的导通压降，恸为s 3 的 3 2 浙江大学硕士学位论文第3 帝n p c 三电甲拓扑的效率优势 导通压降。飓为图3 4 中i 和i i 区域内的开关次数，可以由下式求得： ， 2 = 鲁 ( 3 9 ) ， 、， 厶jo 则三电平逆变器i ，i i ，i i i ，区域内功率器件总导通损耗可以写成： 乞= 2 ( 己吖+ 己胡) ( 3 1 0 ) 2 ) 功率器件开关损耗计算方法 如，e o f f , 易可以由生产厂商提供的数据手册中查到，如图3 1 0 所示为英飞凌公司 i k w 3 0 n 6 0 型i g b t 的e o 。，嘞随开关电流厶变化信息慨以包括二极管反向恢复造成损耗) 。 由图3 5 可知，输出电压电流位于区域i ，当三电平逆变器由输出正电平( 图3 5 ( a ) ) 切换到零电平时( 图3 5 ( b ) ) 时，s 3 和d 6 开通，d 1 和d 2 关断，从而产生了一次如和 两次露，但d 1 ，d 2 关断后的电压应力各为v a j 4 ，由于开关损耗与电压应力成正比，所 以两次v d j 4 应力下的易等效为一次v a j 2 应力下的易。当三电平逆变器由输出零电平切 换回正电平时，s 3 和d 6 关断( s 3 关断后电压应力为吲2 ) ，d l 和d 2 开通，从而产生 了一次最护由于d 6 关断后不承受反压，所以该切换过程不产生易损耗。因此，一个开 关周期内总共产生了一次如，一次易和一次锄( 电压应力均为v a c 2 ) 。 同理，如图3 6 所示，输出电压电流位于区域i i ，当三电平逆变器由输出正电平切换 到输出零电平时，s l 关断，d 5 导通，从而产生了一次历加当逆变器由输出零电平切换 回输出正电平时，s l 开通，d 5 关断，从而产生了一次，一次。因此一个开关周期 内总共产生了一次如，一次易和一次锄( 电压应力均为嘣2 ) 。 综上，不管电流实际流向如何，功率器件在一个开关周期内切换时，总会产生一次 如，一次易和一次各器件等效电压应力均为v a j 2 。因此，三电平功率器件开关损 耗模型只w 可以由下式求得： 巳= 旱丘羔 ( 1 ( 刀) i ) + e 。( 阻力) i ) + 耳( i i , 4 ( ，z ) i ) ( 3 - 1 1 ) 其中，为逆变器实际输入直流电压，幸为数据手册上给出的开关损耗测试参考直流 电压，对于英飞凌公司i k w 3 0 n 6 0 型i g b t ，* = - 4 0 0 v 。n 为一个工频周期内的开关次 数，币f o ；如m ( n ) ) ，以“( n ) ) 和啄“( n ) ) 为功率器件在开关电流屯为负载电流i “( n ) i 时开关一次所损耗的能量。 浙江大学硕十学位论文第3 章n p c 三电甲拓扑的效率优势 i “。e 帅, , a n d 。弛e t i n c l u d e 哪l o s 瀚l 未? t d u e t od ；o d er e c o v e r yi ， ， ， ， 厂 一 多7 0 夕 ， 吃 ，r 多 ， 髟 ，多， 芒坤 # u i u az t l a：3 0 a4 u am ， 如c , o l l c t o rc u r r e n t 图3 1 0 v s 厶( 3 0 a 6 0 0 vi g b t ) 测试条件：舻1 0 0 驴1 5 0 cv 出- - 4 0 0 v 3 ) 输出滤波电感损耗p 上计算方法 三电平逆变器滤波电感损耗模型与两电平逆变器一致，可由式( 2 1 4 ) 和( 2 1 5 ) 求得。 3 3n p c 三电平拓扑与两电平拓扑损耗比较 基于损耗模型，可以对三电平逆变器损耗分布进行计算。给定逆变器运行条件和两电 平逆变器一致，拓展为三相电路。输入直流电压鞲3 5 0 v ，输出交流电压v o = 2 2 0 v r m s ， 输出z 频f o = 5 0 s z ，单相额定输出功率p o = 3 3 k w 。开关频率伊1 0 k h z 2 0 k h z ，器件工作节 温华1 5 0 c ，选用s p w m 调制方式，功率开关上、下桥臂开关死区时间t a = 2 i - t s 。功率开 关s 1 s 4 选择英飞凌公司i k w 3 0 n 6 0 t ( 3 0 a 6 0 0 v ) i g b t ，钳位二极管d 5 d 6 选择 m u r 3 0 6 0 ( 3 0 a 6 0 0 v ) 快恢复二极管。 图3 1 1 ( a ) 所示为n p c 三电平逆变器损耗分析结果，三相输出功率p o = 1 0 k w ，横坐标 表示开关频率，纵坐标表示逆变器损耗。图3 1 1 ( b ) 所示为第二章中所计算得到的传统两电 平逆变器损耗，为了方便比较，这里再次给出。 j j j j j 讯 m m m m o o o o o 5 4 3 2 1协o一卜。芷mz山口zz3上历| 浙江大学硕上学位论文第3 章n p c 三电甲拓扑的效率优势 4 4 0 0 3 5 0 3 0 0 邑2 5 0 蠢2 0 0 1 5 0 1 0 0 0 勉勉弦茏 国 4 5 0 4 0 0 3 5 0 3 0 0 2 5 0 蠢2 0 0 1 5 0 1 0 0 5 0 0 0 1 u 1 5 z 口 al ul o：0 开关频率( k h z )开关频率( k h z ) ( a ) n p c 三电平( b ) 传统两电平 图3 i i 逆变器损耗分布开关频率( p o = 1 0 k w ) 可以看到，由于比两电平逆变器拥有更多的功率器件导通电流，导通损耗p ( 册为三电 平逆变器主要的损耗部分，如打在l = 5 k h z 时占到总损耗的5 5 ，和相同条件下两电平拓 扑相比，导通损耗增加了近一倍。 尽管如此，因为开关器件的电压应力和电压容量都是两电平逆变器的一半，三电平逆 变器功率器件上的开关损耗得到有效减小，在f 。= 2 0 k h z 时，开关损耗仅占到总损耗的 3 5 ，和相同条件下的两电平拓扑相比，开关损耗减小了近8 0 。 由于开关损耗的有效减小，三电平拓扑总损耗随开关频率提高的增速明显慢于两电平 拓扑，在石由5 k h z 增加到2 0 k h z 时，总损耗仅增加了2 5 。而两电平拓扑相同条件下总 损耗则增加了近1 8 0 。因此可见，三电平逆变器拓扑比两电平逆变器拓扑更容易在较高 的开关频率下实现高效率。 3 4 实验验证 3 4 1 实验平台设计 设计了一个单相n p c 三电平逆变器实验平台来验证损耗分析结果，逆变器运行条件： 输入直流电压聃3 5 0 v ，输出交流电压v o = 2 2 0 v m 皓，单相额定输出功率p o = 3 3 k w 。开 关频率石= 1 0 k h z 2 0 1 ( h z ，器件节温驴1 5 0 ( 2 ，选用s p w m 调制方式。 3 4 1 1 实验平台总体结构 图3 1 2 所示为两电平逆变器实验平台的系统结构，主要也由以下五个部分构成： 1 辅助电源，主要提供驱动电路、调理电路以及d s p 控制电路的供电。 2 驱动电路，驱动电路负责将d s p 驱动信号放大功率和电压后驱动功率开关，一号 驱动板负责驱动开关s l ，8 2 。二号驱动板负责驱动s 3 ，s 4 。 3 5 浙江大学硕t 学位论立第3 章n p c = 电1 p 拓扑的效率优势 3d s p ，主要实现s p w m 调制算法，产生功率开关的驱动信号，选用t i 公司 t m s 3 2 0 l f 2 4 0 xd s p 。 4 调理电路，主要实现d s p 和驱动电路之间电压适配和转换。 5 主电路，包括所有的功率开关和功率无源元件，实现功率变换，主电路包括了四 个功率开关器件 图31 2 中的虚线表示信号线路，实线表示功率线路。图31 3 所示为三电平逆变器的 实验平台照片，各个组成部分如图中所标示 图31 2 三电平逆变器实验平台结构圉31 3 二电平逆变器实验平台照片 34 l2 主电路参数 日31 4 三电平逆变器实验平台主电路 图31 4 所示为三电平逆变器实验样机的主电路，三相3 8 0 v ( 有效值) 线电压经过调压 器和不控整流桥后，转换为7 0 0 v 直流电压作为逆变器输入。目中各元件参数设计如下： c l ，0 2 ：输入分压电容，选取耐压4 5 0 v 电解电客，客值3 3 0 0 l f c 3 ，c 4 ：高频滤波电容，选用c b b 2 2 薄膜电容，酎压6 0 0 v ，容值2 u f 。 浙江大学硕士学位论文第3 章n p c 三电平拓扑的效率优势 c 5 ，c 6 ：高频吸收电容，选用金属薄膜电容，耐压1 2 0 0 v ，容值2 心。 r 1 ，r 2 ：均压电阻，选用2 0 0 k o ，2 w 功率电阻。 c f 输出滤波电容，选用1 0 1 t f 薄膜电容，耐压+ 4 5 0 v 。 s 1 s 4 ，d 1 d 4 ：主功率开关，选用英飞凌公司i k w 3 0 n 6 0 ，容量3 0 a 6 0 0 v 。 d 5 ，d 6 ：箝位二极管，选用m u r 公司快恢复二极管，容量3 0 a 6 0 0 v 。 l f 输出滤波电感，当开关频, a = i o k h z 时，电感值尸2 m h ，选用e e 8 5 bp c 4 0 铁 氧体磁芯，绕组选用9 股0 3 8 5 m n l 2 漆包铜线，匝数6 6 。当开关频率j 凡= 2 0k h z 时，电感 值l s = l m - i ，选用e e 8 5 ap c 4 0 铁氧体磁芯，绕组选用9 股0 3 8 5 m m 2 漆包铜线，匝数6 3 。 3 4 2 试验结果 三电平逆变器功率开关s 1 上c e 端电压v c e 以及流过s 1 的电流波形如图3 1 5 所示， 开关频率f 。= 1 0 k h z ，开关电流i c = l s a 。可以看到，三电平逆变器功率开关s 1 的电压应力 约为3 5 0 v ，仅为两电平逆变器中功率开关电压应力的一半( 7 0 0 v ) ，并且s l 上的反向恢复 电流峰值和反向恢复时间都要比相同条件下两电平逆变器的小。 图3 1 5 三电平逆变器主开关v c ev s 0 图3 1 6 两电平逆变器主开关v e ev s 0 单相三电平逆变器在f 。= 1 0 k h z ，p o = 2 k w 时输出交流电压和负载电流i 删波形如图 3 1 7 ( a ) 所示，图3 1 7 ( b ) 为相应输出电压v d 的谐波含量分析。 3 7 浙江大学硕上学位论文第3 章n p c 三电平拓扑的效率优势 ；、；一! 厂、4- 、：j 一j 。 。 ： ： ：、： ： ! ! 、i ：； ? v：1。、，+ 一 l 忿 一。；厂、+ ：j ! 影0 ： ： j ：! _ ，o ( a ) 输出电压v o ，电流钿波形( b ) 输出电压谐波分析 图3 1 7 三电平逆变器样机输出伍= l o k i - - i z ，舻2 l 泐 图3 1 8 所示为实验测量的三电平逆变器在不同输出功率时的效率表现，开关频率 f s = l o k h z 和f ，= 2 0 k h z 时的情况已经分别标示出，图3 1 9 所示为相同条件下两电平逆变器 的实验效率。可以看到，与两电平逆变器相比，当开关频率从l o k h z 增加到2 0 k h z 时， 三电平逆变器效率下降并不明显，仅在o 5 以下。而相同条件下两电平逆变器的效率则 下降了约2 。并且三电平逆变器表现出了更高的变换效率o 在f ，= 1 0 k h z 时，效率比两电 平逆变器约高出1 ；在f 。= 2 0 k h z 时，则约提高了2 。实验证明，三电平逆变器能获得 比两电平逆变器更高的效率。 01 0 0 02 0 0 03 0 0 04 0 0 0 p o ( w ) 1 0 0 0 0 9 9 0 0 9 8 0 0 褥9 7 0 0 较9 6 0 0 9 5 0 0 9 4 0 0 9 3 0 0 图3 1 8 三电平逆变器实验效率塔输出功率图3 1 9 两电平逆变器实验效率w 输出功率 3 5 本章小结 本章将损耗模型应用于二极管中点电压钳位型三电平逆变器上，比较了三电平逆变器 和两电平逆变器的损耗分布特点。分析结果表明，三电平逆变器虽然导通损耗较高，但却 显著减小了功率器件上的开关损耗，相对于两电平逆变器拓扑，在较高开关频率时会有着 更优的效率表现。最后在一台单相三电平逆变器实验平台上验证了分析结果。 浙江大学硕七学位论文 第4 章a r c p 软开关拓扑的效率优势 第4 章a r c p 软开关拓扑的效率优势 软开关拓扑实际上也属于两电平逆变器结构，与三电平逆变器减小开关损耗的途径不 同，软开关逆变器通过谐振电路实现了主功率开关在零电压或零电流状态下的开关，从而 直接减小了功率器件上的开关损耗，这个优点也使得软开关拓寺1 - 9 传统两电平拓扑相比更 有可能在较高开关频率下提升变换效率。但是，软开关结构不可避免地引入了辅助开关和 谐振电路，从而增加了额外的辅助电路损耗；并且软开关逆变器的谐振参数设计以及辅助 开关控制策略比较复杂，设计和控制不当都会使电路中的损耗急剧增加。 辅助谐振变换极( a u x i l i a r yr e s o n a n tc o m m u t a t e d