（电力电子与电力传动专业论文）级联多电平变频器测控系统的设计.pdf

西南交通大学硕士研究生学位论文第1 i 页 - _ - - _ l - _ _ _ _ i l _ l _ _ l - _ _ _ l - l _ - _ _ - _ - _ - l _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ - - _ _ _ _ - _ _ _ _ _ _ - - 。- _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ - _ _ _ _ - l - - l - - i _ _ _ _ _ _ - l - _ 一一 a b s t r a c t i nm u l t i - l e v e li n v e r t e r s ，t h ev o l t a g es t r e s so fe a c hp o w e rd e v i c ei sr e l a t i v e l yl o w e r ， t h a ti ss u i t a b l et or e a l i z et h eh i 曲v o l t a g ea n dl a r g ec a p a c i t yi n v e r t e r sw i t ht h el o w v o l t a g er e s i s t a n tp o w e rd e v i c e s a n di ti sp o s s i b l et oe n h a n c et h eq u a l i t yo fi n v e r t e r s o u t p u tv o l t a g eo b v i o u s l yb yu s i n gm u l t i l e v e li n v e r t e r s t h e r e f o r e ，w i t ht h ed e v e l o p m e n t o fp o w e rd e v i c e s ，t h em u l t i - l e v e lc o n v e n e rt e c h n o l o g yh a sb e e na l le f f e c t i v ea p p r o a c h f o ri n v e r t e r st oa c h i e v eh i 曲v o l t a g ea n dl a r g ep o w e r i nt h i sp a p e r , s e l e c t e do n eo ft h e s t r o n gc o m p e t i t i v ea d v a n t a g et o p o l o g y - - c a s c a d e dm u l t i l e v e li n v e r t e r sa st h er e s e a r c h o b j e c t c o m p l e t e di t st o p o l o g y , c o n t r o ls t r a t e g ya n dt h em e a s u r ea n dc o n t r o ls y s t e m d e s i g n f i r s to fa l l ，t h i sp a p e ra n a l y s e dt h er e s e a r c hs i g n i f i c a t i o n ，d o m e s t i ca n df o r e i g n r e s e a r c hs t a t u so fm u l t i l e v e li n v e r t e r s c o m p a r e dt h ec h a r a c t e r i s t i c so ft h r e em a t u r e t y p e so ft o p o l o g y , a c q u i r e dt h ea d v a n t a g e o fc a s c a d e dm u l t i l e v e li n v e r t e r sa n d , c o n s e q u e n t l y ，t a k e d i ta st h er e s e a r c ho b j e c t c o m p a r a t i v ea n a l y s i so ft h ef o u r m o d u l a t i o ns t r a t e g y ，c h o s e dc a r r i e rp h a s e s h i f t e ds p w m ( p ss p w m ) sm o d u l a t i o n m e t h o da n dc o n s t a n tp r o p o r t i o no fv o l t a g et of r e q u e n c y sc o n t r o ls t r a t e g y t h r o u g h m a t h e m a t i c a la n a l y s i sa n dt h e o r e t i c a ls i m u l a t i o n ，w ec a nc o n f i r mt h a to u rc h o i c ei s c o r r e c ta n df e a s i b l e p o i n t e do u tt h er e l a t i o no fc a s e a d eu n i t s n u m b e ra n dc a r r i e r p h a s e s h i f t e da n g l e ，a n dt h em o d u l a t i o nr a t i o ( m ) si m p a c to nt h eo u t p u tv o l t a g e c o m p l e t et h em a t h e m a t i c a lm o d e lo f c a s c a d ei n v e r t e ra n dt h ed e a d t i m ee f f e c t i o n i nt h en e x tp a r t ，a c c o m p l i s h e dt h eh a r d w a r e sd e s i g n ，i n c l u d et h et y p es e l e c t i o no f d i g i t a ls i g n a lp r o c e s s o r ( d s p ) ，c o m p l e xp r o g r a m a b l el o g i cd e v i c e ( c p l d ) ，a n d i n t e l l i g e n t p o w e rm o d u l e ( i p m ) ；t h e c i r c u i t s d e s i g n o f s y s t e mp o w e r , m e a s u r e m e n t ( s p e e d ，c u r r e n t ，v o l t a g e ，f a u l t ) c i r c u i t sa n dc o m m u n i c a t i o n u s i n g l a b w i n d o w s c v it oa c h i e v eau p p e rc o m p u t e ri n t e r f a c e ，t h er e a l i z a t i o no ft h ei n v e r t e r s t u r na n do f f , s e tt h es p e e d ，c o m m u n i c a t i o nc o n f i g u r e d ，v o l t a g e ，c u r r e n ta n ds p e e d m e a s u r e d ，c u r r e n ts o f t w a r ef i l t e r i n g ，h a r m o n i ca n a l y s i s c o m p i l e d t h el o w e r c o m p u t e r ( d s p ) s s e r i a lc o m m u n i c a t i o ni n t e r f a c e ( s c i ) ，a dc o n v e r t e r , s p e e dm e a s u r i n g ( q e p ) a n ds o m ec o n t r o lp r o g r a m a tl a s t ，t h eh a r d w a r ea n ds o f t w a r eh a v eb e e nd e b u g g e do nt h ee x p e r i m e n tp l a t f o r m ， 西南交通大学硕士研究生学位论文 第1 ii 页 一一_ _ _ - 一 s u c c e s s f u l l ya c h i e v e dt h ec a r r i e rp h a s e s h i f t e ds p w m m u l t i l e v e lo u t p u to fi n v e r t e r , a n d n o 1 0 a dt e s to fa s y n c h r o n o u sm o t o rd r i v e nb yt h ei n v e r t e ri sp e r f o r m e d m e a s u r ea n d c o n t r o li n t e r f a c ec a na c c u r a t e l yc o m m u n i c a t ew i t ht h el o w e rc o m p u t e r , q u i c k l ys e tt h e v a r i o i l sc o n t r o lc o m m a n d s ，a n dc a nd i s p l a yr e a l t i m ei n v e r t e ro u t p u tf r e q u e n c y , o u t p u t v o l t a g ea n do u t p u t c u r r e n t a l lo ft h e s ew o r ki n c r e a s e de x p e r i m e n t a lc o n v e m e n c e ， i m p r o v e dw o r ke f f i c i e n c y k e yw o r d s ：c a s c a d e dm u l t i l e v e li n v e r t e r ；p h a s e s h i f t e dc a r r i e r ；i p m ：d s p ； l a b w i n d o w s c v i ： m e a s l l f ea n dc o n t r o li n t e r f a c e 西南交通大学 学位论文版权使用授权书 本学位论文作者完全了解学校有关保留、使用学位论文的规定，同意学校 保留并向国家有关部门或机构送交论文的复印件和电子版，允许论文被查阅和 借阅。本人授权西南交通大学可以将本论文的全部或部分内容编入有关数据库 进行检索，可以采用影印、缩印或扫描等复印手段保存和汇编本学位论文。 本学位论文属于 1 保密口，在年解密后适用本授权书； 2 不保密d 使用本授权书。 ( 请在以上方框内打“4 ) 学位论文作者签名：刁铷带 日期：加0 7 多砂 f 指导老师签名：差等防隹 日期：2 7 占文， 西南交通大学学位论文创新性声明 本人郑重声明：所呈交的学位论文，是在导师指导下独立进行研究工作所 得的成果。除文中已经注明引用的内容外，本论文不包含任何其他个人或集体 已经发表或撰写过的研究成果。对本文的研究做出贡献的个人和集体，均己在 文中作了明确的说明。本人完全意识到本声明的法律结果由本人承担。 本文工作的创新点 ( 1 ) 对比分析了四种调制策略，实现将载波移相二重化的调制方法应用于变 频调速控制系统，取得了良好的效果；并指出了级联单元个数与载波移相角的 关系和调制比对输出电压的影响；完成了级联变频器数学模型的建立和死区效 应的分析。 ( 2 ) 用l a b w i n d o w s c v i 实现了上位机界面的编写，实现了开关机、设定 转速、通信配置、电压电流转速检测、电流软件滤波、谐波分析等。 嚣嚣等伽多日期：卅、占2 。一厂 ， 西南交通大学硕士研究生学位论文第1 页 第1 章绪论 1 1 引言 近年来，随着能源短缺与环境污染问题的日益突出，工业应用领域对于大 功率高压变频器的要求与日俱增。 交流电动机调速是高压变频器应用的一个重要领域。由于在工业应用领域 中高压大功率交流电机的应用占主要的地位，因此对高压大功率交流电机调速 节能装置的开发需求极为迫切，对于我国工业降低单产能耗具有重大意义。另 一方面，发展以大容量交流电机变频调速为核心技术的高速公共交通工具( 如 电力机车、城市地铁和轻轨) 以及电动汽车，对于减少尾气排放污染、降低对 不可再生能源的依赖有着重要的作用。我国上海磁悬浮高速城市轨道交通系统 即采用了三电平逆变器供电和矢量控制技术，是世界上第一条商业化运行的高 速磁悬浮列车u j 。 电力系统是高压变频器应用的另一个重要领域，它是柔性交流输电系统 ( f a c t s ：f l e x i b l ea ct r a n s m i s s i o ns y s t e m ) 、无功补偿( r p c ：r e a c t i v ep o w e r c o m p e n s a t i o n ) 和电力有源滤波器( a p f ：a c t i v ep o w e rf i i t e r ) 的核心技术。 柔性交流输电系统在电力系统中的应用可大幅度改善电力系统可控性及可靠 性，提高输电线路的传输能力及系统的安全稳定性。由于电力电子装置的广泛 使用，电网中的无功和谐波污染日益严重，采用无功补偿和电力有源滤波器及 其相关技术补偿电网中的无功，治理谐波是无功补偿和电力滤波技术的发展趋 势】。 现在对大功率高压变频器的功率和电压的要求已达到几十甚至上百兆伏 安和十几千伏的数量级。在高压大容量换流设备的应用中，电力电子器件的容 量和工作频率一直是制约和阻碍其发展的一个重要因素。如果采用基本的电压 源逆变器拓扑结构，功率电子器件的电压和容量与逆变器的电压和容量基本上 是同一数量级( 参见1 2 节) 。尽管当前的电力电子器件已达到相当高的水平 ( 参见表卜1 ) ，但仍不能满足应用的需要。因此，采用中小容量开关器件， 通过适当的电路拓扑及控制方法实现高压大容量换流设备，仍然是当前人们普 遍接受的开发途径。 为了使用基本的拓扑结构实现高压大功率变流设备，可以依靠功率器件的 西南交通大学硕士研究生学位论文第2 页 串联以承受高压，器件并联以承受大电流。由于功率器件参数的离散性，功率 器件的串并联需要复杂的静、动态均压【6 、均流电路。但这会导致系统控制复 杂，损耗增加；特别是对于具有负温度系数的功率器件，均流是一件相当困难 的事情。 表卜1 当前主要的电力电子器件的电压和电流定额 4 5 1 电力电子器件最高阻断电压( v )最大额定电流( a )最高工作频率( h z ) g t r 1 8 0 08 0 0 2 k g t o9 k1 0 kl k p o w e rm o s f e t5 0 02 0 0 1 0 0 k 一2 m i g b t6 5 k 2 4 k 2 0 k i g c t 6 k4 k1 k i e g t4 5 k1 5 k 另一条出路是采用多电平逆变器。最早的多电平变换器的概念是由南波江 章( a n a b a e ) 等于1 9 8 0 年在i e e e 工业应用年会( i a s ) 上提出的三电平中点箝 位式结构【s 】( 参见1 2 2 节) 。现在，多电平逆变器的拓扑结构主要发展出三 种电路 9 , 1 0 1 ：二极管箝位式( 中性点箝位) i l l 】、电容筘位式( 浮置电容) 和级 联多单元带分离直流电源式。多电平变换器技术已成为研究高压大容量变换器 的一个新的研究领域。 与传统的两电平变换器相比，多电平变换器每个功率器件的承受的电压相 对较低，因此可以用低耐压的功率器件实现高压大容量变换器，无需动态均压 电路。采用多电平变换器可以显著提高逆变器输出电压的质量指标，由于输出 电平数的增加，输出波形阶梯增多，就可更加接近目标调制波，其输出电压畸 变非常小，且输出电平的增多降低了输出电压的跳变，因此d u d t 值低。 为了得到相同的输出电压指标，采用多电平变换器可以降低对器件开关频 率的要求，即各个器件工作在较低的开关频率，也可以得到同样的输出电压指 标，因而开关损耗小，效率高；另外，多电平变换器具有网侧输入电流畸变很 小，以及无需输出变压器，大大减小了系统的体积和损耗【1 9 】等优点。 随着g t 0 、i g b t 等功率器件容量等级的不断提高，以及d s p 等控制芯 片的发展和普及，使得对多电平变换器的研究和应用得到了迅猛的发展，在 p i 聊v l 控制方法以及软开关技术方面形成了很多分支。其应用领域也从最初的 d c a c 变换，如大功率电机驱动，拓展到了a c d c 变换，如电力系统无功和 谐波补偿；a c d c a c 变换，如超导储能；以及d c d c 变换，如高压直流变换 等。 西南交通大学硕士研究生学位论文第3 页 多电平变换器拥有实现高压大容量变换器的独特优势，随着功率器件的不 断发展以及电路拓扑和控制方法的不断完善，采用多电平变换技术将成为实现 高压大容量变换器的重要途径和方法。但对于多电平变换技术，随着电平数的 增加，控制的复杂性也显著增大，且对于有些拓扑结构会带来电压不平衡的问 题【1 7 】。这些问题阻碍了多电平变换器在实际工业高压大容量变换器应用中的推 广和发展。 自从出现多电平变换器以来，对它的研究工作一直沿着两个方向进行：主 回路的拓扑结构和控制方法( 调制技术) 。多电平变换器的控制方法的研究是 一个很具有挑战性的研究方向，由于每个具体电路中开关器件的数量都远多于 基本变频器开关器件的数量，且随着器件的增加，电路的工作状况成几何级数 增长，每个多电平变换器的工作状况数都非常庞大；这一方面为通过控制这些 状况来优化多电平变换器的各项性能指标提供了很大的空间，但另一方面也使 得其控制算法变得非常复杂；由此形成了一个很有前景的研究方向：多电平逆 变器的调制技术。 1 2 多电平逆变器主回路的拓扑结构 下面扼要介绍其中最主要的三类结构：二极管箝位式( 中性点箝位) 多电 平逆变器、电容箝位式( 悬浮电容) 多电平逆变器和级联型多电平逆变器。对 多电平逆变器主回路拓扑结构感兴趣的读者可参阅文献【l 9 】。为了更清楚地说明 多电平逆变器思路，在此之前，用一小节的篇幅，复习基本电压型逆变电路并 以此为例介绍本文要用到的一些术语和定义。 1 2 1 基本电压源逆变电路 常用的基本电压源逆变电路如图卜1 。其中，单相半桥逆变电路( 图1 - 1 a ) 有一个上桥臂( q 1 ) 和一个下桥臂( q 2 ) ；单相全桥逆变电路( 图卜l b ) 有两个上 桥臂( q 1 和q 3 ) 和两个下桥臂( q 2 和q 4 ) ；而三相桥式逆变电路( 图1 - 1 c ) 有三 个上桥臂( q 1 、q 3 和q 5 ) 和三个下桥臂( q 4 、q 2 和q 6 ) ；每个桥臂含有一个带 有反并二极管的开关器件。 决定于是否有驱动信号和电流的方向，每个桥臂有导通和关断两种状态。 由于存在反并二极管，当电流企图反向流过时( 图中从下往上) ，每个桥臂总是 导通的；而对于正向电流，只有存在触发驱动信号才能导通。 西南交通大学硕士研究生学位论文第4 页 a 单相半桥逆变b 单相全桥逆变c 三相桥式逆变 图卜1 基本电压源逆变器 图1 - 1 的每个图中，每个桥臂的状态的组合，构成了该图的一个工况， 那么，图卜l a 、1 - 1 b 和1 - 1 c 分别有2 k 4 ，2 4 = 1 6 和26 = 6 4 种工况。应 该避免同一相的上下两个桥臂同时导通，因为这会将直流电源短路而损坏设 备，称排除这些工况后的工况为可行工况。显然，图1 - 1 a 、1 - 1 b 和1 - 1 c 分 别有3 ，32 = 9 和33 = 2 7 种工况。 表1 - 2 单相全桥逆变电路可行t 况( 1 表示导通，0 表示关断) 工况 开关器件状态输出电平 序号 s 1s 2s 3 s 4 u 删 u b nu 舳 10110一e 2 e 2 一e 20101一e 2一e 20 3 l 0l0 e 2e 20 4100l e 2 一e 2e 5o100 一e 2断路断路 610o0e 2断路断路 7o001 断路- e 2断路 80010断路e 2断路 90o 0 0断路断路 断路 表卜2 所示为单相全桥逆变电路( 图卜1 b ) 的可行工况，表中输出端断路 的工况很少出现，除非负载电路强迫电流等于零。所以对于单相全桥逆变电路， 常用的只有工况l 4 。 西南交通大学硕士研究生学位论文第5 页 显然，将这类基本电路用于高压逆变器，需要与输出电压相同数量级的开 关器件，或采用多个器件串联。高耐压功率器件虽然得到了很大的发展，但其 耐压水平仍然难以满足高压大功率逆变器的要求，另外，新型器件的成本也是 工业应用难以承受的。器件串联的方法可以将高电压应力分摊到多个器件上， 使得每个开关器件的电压应力满足其额定阻断电压。但是由于各个开关器件之 间存在导通或关断时间上的个体差异，因此需要复杂的动、静态均压电路，从 而导致系统控制复杂，损耗增加，且不确定因素影响大，可靠性降低。 1 2 2 二极管筘位型多电平逆变器 为了解决高输出电压和开关器件电压受限制的问题，人们考虑可以采用电 容器将直流母线电压进行分压，再用二极管将每个开关器件承受的电压箝位到 等于其中一个电容上的电压，以便降低每个开关器件的电压应力，这样的电路 拓扑称为二极管筘位型多电平拓扑【l 9 ，1 1 】。图1 - 2 a 所示为单相三电平二极管筘 位拓扑结构，其常用工况如表1 - 3 。 图a 三电平b 五电平图 1 - 2 二极管箝位型多电平逆变器电路拓扑 西南交通大学硕士研究生学位论文第6 页 在图1 - 2 a 中，通过两个串联的大电容c 1 和c 2 将直流母线电压分成三 个电平，即e 2 ，0 和- e 2 ( 以两个电容的中点定义为中性点) 。稍加分析就可 以发现，不论在表1 - 3 的哪一种工况，二极管d 1 ，d 2 都将每个开关器件的电 压箝位到直流母线电压的一半。例如，当s 。，s ，同为导通时，二极管d 2 平 衡了开关器件s ：，s ：上的电压分配。 若要得到更多电平数，如n 电平，只需将直流分压电容改为( n - 1 ) 个串联， 每桥臂主开关器件改为2 ( n 一1 ) 个串联，每桥臂的筘位二极管数量改为 ( n 一1 ) ( n 一2 ) 个，每( n 一1 ) 个串联后分别跨接在正负半桥臂对应开关器件之间进 行箝位，再根据与三电平类似的控制方法进行控制即可。图1 2 b 所示则为五 电平二极管筘位型逆变器单相电路结构。 表卜3 二极管箝位三电平逆变器的常用工况( 1 表示导通，0 表示关断) 工况 开关状态输出电平 序号 s 1 s 2s ；s ： u w e 2 111o0 20110 o 30 0 11 一e 2 由于没有两电平逆变器中两个串联器件同时导通和同时关断的问题，所以 该拓扑对器件的动态性能要求低，器件受到的电压应力小，系统可靠性有所提 高。在输出性能上也拥有多电平逆变器所固有的优点，如电压畸变小，d u d t 小， 对电机负载的冲击小等。 但是二极管箝位型多电平逆变器拓扑结构仍然有其固有不足： ( 1 ) 箝位二极管数目多。对于n 电平的二极管箝位逆变器，需要有 ( n 一1 ) ( n - 2 ) 个箝位二极管。随着电平数的增加，系统的成本也将快速增加，且 可靠性被削弱。 ( 2 ) 另外，由于各个开关器件的导通时间不对称，越靠近中间的开关器件 导通的时间越长，因此开关器件的负荷不一致。 ( 3 ) 该拓扑需要复杂的控制算法以利用冗余开关状态来平衡分压电容的电 压平衡问题。 ( 4 ) 筘位二极管存在动态均压的问题，需要复杂的均压电路，且箝位二极 管的反相恢复问题也是主要的设计难题。 西南交通大学硕士研究生学位论文第7 页 1 2 3 电容箝位型多电平逆变器 电容箝位型多电平逆变器又被称为悬浮电容多电平逆变器( f c m l ：f l y i n g c a p a c i t o rm u l t i l e v e l ) 【l 驯，是由法国学者t a m e y n a r d 和h f o c h 最早提 出的。图卜3 所示为三电平和五电平电容箝位型多电平逆变器的拓扑结构。 对比于图卜2 的二极管筘位电路，它也采用了分压电容c 7 - - - , c 1 0 将直流电源 电压分成了几个较低的电平，不同的是它还利用几个独立的悬浮电容c 1 一- - c 6 代替二极管对功率开关器件进行直接箝位。 a 三电平b 五电平 图卜3 电容箝位型多电平逆变器电路拓扑 对于三电平的电容箝位型拓扑( 图卜3 a ) ，当s ，s ：同为导通时，u 。= e 2 ； 而s ：，s ：导通时，输出u 。= - - e 1 2 ；但是对于输出u 。为0 电平时，导通的 开关对既可以是s 。，s ：，又可以是s ：，s ：。这个电路的要点是维持箝位电 容c 的端电压等于e 2 ；该电容器在s ，s ：闭合时充电，在s ，s ：闭合时 放电。适当地选取0 电平的开关组合，c 1 上的充电和放电的电荷可以达到 平衡。表卜4 给出了三电平电容筘位型电路拓扑的常用工况。 西南交通大学硕士研究生学位论文第8 页 表1 - 4 三电平电容箝位型电路拓扑的常用工况( 1 表示导通，o 表示关断) 工况 开关状态输出电平 序号 s l s2 s ：s ： u m 111oo e 2 2o10o0 3 l010 0 4oo11 - - e 2 五电平的电容箝位型拓扑则如图1 - 3 b 所示。电容箝位型多电平逆变器的 控制非常灵活，电平数易扩展，且只需要一个独立的直流电源，整流设计简单。 当整流侧采用类似结构时，逆变器可实现四象限运行，特别适合交流传动应用 场合。 但由于该结构需要大量的箝位电容，对于n 电平的逆变器，其所需的悬浮 电容需要( n 一1 ) ( n 一2 ) 2 个。且在运行过程中必须严格控制悬浮电容电压 的平衡以保证逆变器的运行安全，而电容器件本身存在可靠性较差，寿命较短 的问题，所以导致逆变器可靠性差。对于电容电压平衡的问题，可以在输出相 同电平时采用不同的开关组合对电容进行充放电来解决，但因电容太多，如何 选择开关组合将非常复杂，并要求较高的切换频率。因此，对于逆变器的控制 算法要求太高。鉴于此，对于该拓扑的应用性研究，近年来已经相对较少。 1 2 4 级联型多电平逆变器 级联型多电平拓扑的每一相都采用多个低压小功率的逆变单元，将它们串 联以得到高压输出，每个逆变单元都相互独立且采用独立的低压直流电源供 电，因此开关器件上的电压应力很小，模块化程度高，易于扩展和控制，可靠 性好。级联型多电平逆变器的典型结构是采用h 桥逆变器作为逆变单元串联 而成，每个单相h 桥逆变器就是一个单相全桥逆变器( 图1 - 1 b ) ，以其线电 压u 。作为输出端( 表1 - 2 ) ，所以每个单元都可以产生e 、0 和一e 三种电 平。 图1 - 4 是台三相2 级5 电平逆变器，它每相由两个h 桥串联组成， 当每个h 桥的电压在e 、0 和一e 之间调动时，每相电压从一2e 到2 e 之间 西南交通大学硕士研究生学位论文第9 页 变动，每次变动量为e 。仍将每相的每个单元输出的组合作为该相的一个工况， 则每相的工况如表1 - 5 。可见，级联型多电平逆变器拓扑也有多种冗余工况， 例如有2 和3 两个工况输出电平e ，4 、5 和6 三个工况输出电平0 ，以及 7 和8 两个工况输出电平一e 。 i l 图1 - 4 三相2 级5 电平逆变器的拓扑结构 不难证明，级联型多电平逆变器的级数n 和电平数n 有如下关系 n = 2 n + l ( i - i ) 而且，它输出的相电压为 u 叫= s “eu 越2s 昭eu 。c = s 。c e ( 1 2 ) 式中，开关函数s 叫，s 加，s 。c - - n ，e e e9 - - i ，0 ，l - n ) 决定于各个h 桥 的驱动信号，即控制回路通过它输出的驱动信号改变开关函数来控制相应的相 电压。 西南交通大学硕士研究生学位论文第10 页 表卜5三相2 级5 电平逆变器的工况( 以a 相为例) 单元电压输出电压 工况序号 n l n 2 u 1ee2 e 2oe e 3e 0 4ee o 50o 6 一ee 7 一e0一e 80一e 9一ee一2 e 对于三相交流系统，可将三个单相级联h 桥逆变器连接成三角形( ) 接 法或星形( y ) 接法。当逆变回路接成三角形( ) 时，由于线电压等于相电压， 此时线电压的电平数和电平集合都与相电压的分析结果相同；当逆变回路接成 星形( y ) 时，线电压为两相电压的差值，等效为2 n 个功率单元输出电平的叠 加。因此，对于星形( y ) 接法，类比上面的结果可以得到：当每个h 桥单元工 作在三电平方式下时，对于n 单元级联的变频器，其相电压输出的电平数m 为： m = 2 n + i ( 1 - 3 ) 对应的线电压输出的数m 为： m7 = 4 n + l ( 1 - 4 ) 当级联单元输出为两电平时，输出电压没有“0 ”，故每相功率单元的输 出电压叠加时，每升高或降低一个“台阶”要跨过两电平，对于n 单元级联 的变频器，当级联功率单元工作在两电平工作方式时，其相电压输出的电平数 m 为： m = n + i ( 1 - 5 ) 对应的线电压输出的数m 为： m7 = 2 n + l ( 1 - 6 ) 对于级联型高压变频系统中级联工作的各个h 桥单元，有几点需要注意： ( 1 ) 同一桥臂的两个i g b t 不能同时导通( 如v 1 和v 2 ，v 3 和v 4 不能同时 导通) ，否则会发生直流侧短路，造成i g b t 器件或交流侧烧毁。 ( 2 ) 在三电平工作方式时，对于同一输出电压可有不同开关状态，如 v i = i ，v 3 = l ，输出电压为0 ；v 2 = 1 ，v 4 = l ，输出电压也为0 。因此，在对于h 西南交通大学硕士研究生学位论文第1 1 页 桥单元的控制上要使某项控制效果最佳，如i g b t 的开关频率最低。 ( 3 ) 当负载为感性负载时，在开关器件开关状态发生变化时，负载电流 不能突变，二级管口一d 4 起续流作用，此时，反馈的能量暂存在直流侧电容器 中。积聚在电容上的能量越多，电压就越高，当电压高过一定值时，将导致二 极管、i g b t 或电容的损坏，因此需要设置过压保护电路。 级联型多电平逆变器拓扑实际上是出现最早的多电平逆变器电路，早在 1 9 7 5 年的专利中就已出现。但其实际应用直到2 0 世纪9 0 年代才开始流行。 近年来，由于对中高压大功率逆变器的需求剧增，级联型多电平逆变器更加引 起了人们的极大兴趣。这种拓扑是目前唯一能达到6 k v 以上输出电压，且已产 业化的拓扑。 级联型多电平逆变器拥有很多吸引人的特点： ( 1 ) 由于采用相互独立的直流电源，因此不存在电压均衡问题。减少了 复杂的均压电路或电容均压控制；且无需箝位二极管或电容，所需的器件数目 最少。 ( 2 ) 输入功率因数高，能够达到9 5 以上，谐波小，整机效率高( 9 6 以 上) ，对电网的污染小。 ( 3 ) 采用常规低压i g b t 器件，h 桥的技术成熟且可靠性高。各个功率 单元与驱动电路结构完全相同，可以互换，使得变频调速系统易于检修和维护， 利于工程上实用。 ( 4 ) 当某个功率模块损坏时，可以将这一级三相模块全部旁路，降额使 用而不会影响整个逆变器的工作，故障容错性较强。 ( 5 ) 另外该结构的抗浪涌能力很强，到达输入的任何雷电感应的浪涌都 会由于变压器的阻抗而得到限制，浪涌电流可以很容易被二极管整流器和大电 容吸收而不会到达功率模块。 但是这种拓扑结构在应用中也有很明显的不足之处： ( 1 ) 需要多个独立直流电源。 ( 2 ) 不易实现四象限运行。 1 3 本文的主要研究内容 本文从多电平逆变器的主回路拓扑结构入手，得出了级联多电平逆变器的 相比其它几种机构的优势所在，然后讨论了其调制策略和控制策略，设计了系 统的部分硬件，和测控界面，最后在试验台上调试，对比分析了实际与理论结 西南交通大学硕士研究生学位论文第12 页 果之间的异同点，得出存在的原因，以为试验台后续的完善打下基础。全文分 为五章，内容具体安排如下： ( 1 ) 本文首先对多电平变频器的研究意义，国内外现状进行了分析，比较 了三种拓扑结构的特点，得出了级联型多电平变频器的优点，从而将其作为研 究对象。 ( 2 ) 对比分析了四种调制策略，确定载波移相二重化的调制方法和恒压频 比的控制策略；指出了级联单元个数与载波移相角的关系和调制比对输出电压 的影响；完成了级联变频器数学模型的建立和死区效应的分析。 ( 3 ) 完成了相关硬件的设计，包括d s p 、c p l d 、i p m 的选型，系统电源的设 计、检测( 转速、电流、电压、故障) 电路的设计、通信电路的设计等。 ( 4 ) 用l a b w i n d o w s c v i 实现了上位机界面的编写，实现了开关机、设定转 速、通信配置、电压电流转速检测、电流软件滤波、谐波分析。编写了下位机 d s p 的串口通信、a d 转换、转速检测( o e p ) 以及部分控制程序。 ( 5 ) 最后，在试验平台上得出实验结果，和仿真结果对比，验证设计的正 确性，以及存在的问题，分析产生的原因，以实现整个系统性能的完善。 西南交通大学硕士研究生学位论文第13 页 第2 章级联多电平逆变器的调制策略 随着电力电子技术和数字控制技术的发展，交流传动取代直流传动已成为 不可逆转的趋势；由于交流电机非线性多变量强耦合的性质，许多通用的高性 能控制策略相继提出，并在实际生产中得到应用，同时对控制策略的进一步研 究仍在继续。对于异步电机交流传动系统，大致有以下的一些控制策略： ( 1 ) 转速开环恒压频比控制； ( 2 ) 基于稳态模型的转速闭环转差频率控制； ( 3 ) 基于动态模型按转子磁链定向的矢量控制； ( 4 ) 基于动态模型保持定子磁链恒定的直接转矩控制； ( 5 ) 非线性控制； ( 6 ) 自适应控制； ( 7 ) 滑模变结构控制； ( 8 ) 智能控制； ( 9 ) 无速度传感器的高动态性能控制。 上述几种控制策略中，前四种已获得成熟的应用，它们都是从物理关系上 构成转矩与磁链的近似解耦控制，较少地应用控制理论：( 5 ) 一( 8 ) 是从交流电 机非线性多变量的本质入手研究的控制策略，以期获得最好的控制效果：( 9 ) 是 近来研究的较多的控制策略。 中高压变频调速在主电路拓扑上目前尚无统一结构，因此在控制策略上也 各有不同。对于三电平的拓扑结构，由于和通用变频器比较接近，在控制策略 上也多采用相对成熟的矢量控制和直接转矩控制；对于单元串联的拓扑结构， 由于和通用变频器的结构差异较大，因此，目前单元串联中压变频器多采用相 对简单的恒压频比控制。在p w m 波形的生成上，单元串联中压变频器可以利用 单元串联( 多重化) 的特点，使用移相p w m 调制方式，提高等效开关频率，改善 输出波形。 2 1 级联变频器移相s p w m 调制 单元串联的中高压变频器通过功率单元串联的形式输出电压，单元的串 联( 多重化) 既使得改善输出波形成为可能，同时也带来了如何分配各功率单元 输出功率的问题。这就需要一种合理的p w m 调制方法，既使得输出波形谐波最 西南交通大学硕士研究生学位论文第14 页 小，同时又可以为各功率单元均匀分配输出功率。于是，单元串联中压变频器 移相s p w m 调制得以提出。 2 1 1 载波垂直与载波水平移相s p w m 调制方法的比较 为了简单清晰地阐述移相p w m 调制的原理，这里以2 单元串联的中压变频 器为例说明其基本原理，图2 - 1 给出了2 单元中压变频器其中一相的串联示意 图。 功率单元l c l 功率单元2 c 2 图2 1 两个功率单元串联示意图 移相p h q v i 调制中的移相是指载波的垂直移位或水平移相，各载波调制的信 号波都是同一波形；通过载波的移相( 移位) ，使输出波形电平数增加( 相电压 有2 n + 1 种电平输出) ，同时输出波形的等效开关频率达到单元开关频率的2 n 倍，大大改善了输出波形( n 是串联功率单元数) 。按照载波移相( 移位) 的方式 不同，移相p w m 调制可分为两种：载波垂直移相p w m 调制和载波水平移相p 1 | m 调制，如图2 2 所示。 图2 - 2 ( a ) 给出了载波垂直移位p w m 调制的波形图，对于n 个功率单元串联 的变频器，通常，载波垂直移位p w m 调制需要有2 n 个载波对信号波进行调制， 得到2 n 个波形分别去驱动n 个功率单元的2 n 个桥臂；这2 n 个载波均匀的分 布在信号波的峰峰值之间，调制的方法跟通常的调制法相同，即当信号波大于 三角载波时，给出导通控制信号；相反则给出关断控制信号。图2 - 2 ( a ) 给出的 是2 个单元串联的调制波形图，在垂直方向上均匀对称分布4 个载波，它们的 频率和幅值都相同，从上到下得到的信号依次去驱动图1 中的a 。+ 、a 2 + 、b 。一、b 。， 同一桥臂的两个功率器件互锁，以防止桥臂直通而烧坏器件。 从图2 - 2 ( a ) 中可以明显看出，采用载波垂直移位p w m 调制，功率单元1 调 西南交通大学硕士研究生学位论文第1 5 页 制输出的是信号波的正负两个峰值部分的波形，而功率单元2 调制输出的是信 号波的中间部分波形，这也体现了垂直移位调制的直观性。但是这也带来一个 弊端，当信号波幅值较小时，就会出现只有功率单元2 调制，功率单元1 不调 制的情况，也就是只有功率单元2 输出功率的不利情况。因此，采用载波垂直 移相p w m 调制还需要动态分配各功率单元的输出功率，使得负载功率由每个功 率单元共同均匀分担。 图2 2 ( a ) 载波垂直移相s p 删调制 图2 2 ( b ) 给出给出了载波水平移相p w m 调制的波形图，图中4 个载波调制 同一信号波，调制方法同样是，当信号波大于三角载波时，给出导通控制信号： 相反则给出关断信号。4 个载波中，用于驱动a i + 的载波和用于驱动a 2 + 的载波 分别是功率单元1 和2 的主载波，其中用于驱动a 2 + 的载波滞后用于驱动a i + 的载波一定电角度( 水平载波移相) ；用于驱动b i - 的载波是a i + 载波的反相载 波，同样，用于驱动b 2 - 的载波是a 2 + 载波的反相载波。这样，可以在功率单 元1 和2 的输出端，a i b i ，与a 2 8 2 产生三电平的s p i 嗣m 波，如图2 - 2 ( b ) 所示。 也可以只使用a i + 载波和a 2 + 载波进行调制，a i + 、a 2 + 的驱动同上，但这时需 要同时将信号波反相被a i + 载波和a 2 + 调制，得到的驱动信号分别驱动b i + 与 b 2 + ，这种调制方法也可以在a i b i ，与a 2 8 2 上得到相同的三电平s p w m 波。将 a i b i 与a 2 8 2 上输出波形相加就可以得到2 单元串联变频器一相的输出波形 西南交通大学硕士研究生学位论文第16 页 a 1 8 2 ，如图2 2 ( b ) 所示，这是一个5 电平的s p w m 波。随着串联单元数的增加， 输出电平数也相应增加，等效开关频率增加，输出波形会越接近正弦波。 a l + 口 二口口a口i + ie = j 二二 = = = 口 nn口l b t 己三五三三正三5 工三 互二 二j 卫 既 口 = = = 二 口口n口口 图2 - 2 ( b ) 载波水平移相s p 删调制 以上讨论的是相电压的情况，对于中高压变频器，输出通常是三相线电压， 线电压输出的电平数比相电压更高，输出波形更好。实际上，为了提高直流电 压利用率，信号波可以采用其他非严格的正弦波：比如叠加了3 次谐波的马鞍 形波，虽然经过调制后的输出相电压p i 聊v l 波中含有3 次谐波，但三相的3 次谐 波相位相同，合成线电压时，各相电压的3 次谐波相互抵消，线电压也为正弦 波。 通过图2 2 ( b ) 可以看出，载波水平移相p 删调制的本质是，对每个功率单 元进行s p l l m 调制，通过载波的移相，使得每个功率单元输出的s p w m 脉冲相互 错开( 其基波相位相同) ，这样在叠加后，可以得到多电平输出，并使得等效开 关频率大大提高，改善了输出波形。采用移相p w m 调制之所以能够得到这样好 的效果，是因为在结构上多重化的