毕业设计（论文）-基于LTE接收机无线通信基带的FPGA实现.docx

本科毕业设计题目：基于LTE接收机无线通信基带的FPGA实现学 院： 物理与光电信息科技学院 专 业： 电子信息工程 年 级： 2008级 学 号： 106032008113 姓 名： 张艺祥 指导教师： 吴进营 2012年3月20号基于LTE接收机无线通信基带的FPGA实现物理与光电信息科技学院 电子信息工程专业106032008113 黄波 指导教师 吴进营 【摘要】随着移动通信在全球范围的迅速发展，从第二代GSM到第三代3G技术的不断推进，在满足了语音，电子邮件，图片，音乐的移动通信服务的同时，对于大量数据信息的传输接收，例如视频的无线移动传输等多媒体技术，成为了未来用户所希望通过移动终端随时随地进行通信的选择。LTE作为3G技术的演进，改进和增强了3G的空中接口技术，采用正交频分复用(OFDM，Orthogonal Frequency Division Multiplexing)和多输入多输出(MIMO,Multi-Input Multi-Output)作为无线网络演进的唯一标准，提高数据传送速率，改善小区边缘用户性能和提高小区容量，降低系统延迟等；本设计介绍了LTE的物理层帧结构及核心技术OFDM，使用FPGA平台实现LTE接收机通信基带的仿真验证实现的工作情况。 【关键词】LTE长期演进；FPGA；OFDM正交频分复用目录1 引言12 LTE技术12.1 LTE关键技术12.2 LTE实现方式62.3 LTE物理层主要性能指标63 系统概述83.1 系统框图93.2 模块解析93.3 开发、测试与硬件环境184 软件设计194.1设计框架194.2模块设计205 系统调试265.1 Matlab仿真265.2 硬件测试(Chipsope抓包数据处理)296 结束语357 致谢358 参考文献351 引言从20世纪80年代中期开始，数字移动通信系统进入发展和成熟时期。模拟蜂窝网的容量已不能满足日益增长的移动用户的需求。20世纪80年代中期，欧洲首先推出了全球移动通信系统(GSM，Global System for Mobile).随后美国和日本也相继制定了各自的数字移动通信体制。20年代80年初，美国Qualcomm公司推出了窄带码分多址(CDMA,Code-Division Multiple Access)蜂窝移动通信系统，这是移动通信系统发展中的里程碑。从此码分多址这种新的无线接入技术在移动通信领域占据了越来越重要的地位。第二代移动通信系统主要是为了支持话音和低速率的数据业务而设计。但随着人们对通信业务范围和业务速率要求的不待提高，第三代(3G)移动通信系统应运而生。但是由于3G系统的核心网还没有完全脱离第二代移动通信系统的核心网结构，普遍认为3G系统仅仅是一个向未来移动通信系统过渡的阶段。目前，已经把更多的方向投向超3G(Beyond 3G)的移动通信系统。长期演进(Long Tern Evolution,LTE)是第一个从一开始就强调支持分组交换数据业务的蜂窝移动通信系统，分组通信只是其中的一部分。而该系统可以容纳庞大的用户数量，改善现有的通信质量，达到高速数据从传输的要求。LTE作为未来的通信标准，能够更好地利用频谱，以更低的成本提供更好的覆盖和信道容量。2 LTE技术LTE(Long Term Evolution)作为未来移动通信的标准，采用OFDM-MIMO技术，速率可以达到50-100Mbit/s,上行速率也可以达到30-50Mbit/s。2.1 LTE关键技术2.1.1 OFDM(正交频分复用)OFDM, (Orthogonal Frequency Division Multiplexing，正交频分复用)，与已经普遍应用的频分复用(FDM，Frequency Division Multiplexing)技术类似。OFDM将高速的数据流通过串并变换分配到低速率的若干频率子信道中传输，不同的是OFDM技术更好地提高了频谱利用率。图2-1 OFDM系统与传统多载波调制的频谱效率比较1如图2-1所示，FDM中，各个用户所占的频带之间一般要求有保护带宽，以免相互干扰。相比OFDM，各个用户所占的频带之间不但没有保护带宽，还有重叠，所以所占的带宽比FDM要窄。OFDM作为一种多载波传输方案，可以看做是一种调制技术，或者复用技术。多载波传输把数据流分解成若干子比特流，将这些低比特速率的数据流调制相应的子载波，就构成了多个低速率符号并行发送的传输系统。正交频分复用是多载波调制(MCM，Multi-carrier Modulation)的一种改进。特点是各子载波相互正交，所以扩频调制后的频谱相互重叠，不进减小了子载波间的相互干扰，还大大提高了频谱利用率。2.1.1.1 OFDM系统的数学模型OFDM2中，一个OFDM符号包括多个经过调制的子载波。假设N表示子载波的个数，T表示OFDM符号的周期，di(i=0、1、N-1)为分配给每个子载波的数据符号，fc为第0号子载波的载波频率，矩形函数rect(t)=1,tT/2,则从t=ts开始的一个OFDM符号表示如(2-1)：s(t)=Rei=0N-1directt-ts-T2expj2fc+iTt-ts tstts+T0 其他 (2-1)通常采用复等效基带信号来描述OFDM的输出信号，如(2-2)s(t)=i=0N-1directt-ts-T2expj2iTt-ts tstts+T0 其他 (2-2)其中实部和虚部分别对应OFDM符号的同相分量(In-phase,I)和正交分量(Quadrature-phase,Q),在实际系统中把它们分别与子载波cos和sin分量相乘，构成最终的子载波信号合成的OFDM信号,如图2-2所示。图2-2OFDM系统数学模型框图图2-3 包含4个子载波的OFDM符号如图2-3，该OFDM符号包含4个子载波，假定子载波都具有相同的幅值和相位，实际应用中随着数据符号的调制方式不同，每个子载波的幅值和相位也不全相同，每个子载波在一个OFDM符号周期内都包含整数个周期，而且各个相邻子载波之间都相差一个周期，如(2-3)1T0Texpj2fntexp-j2fmtdt=1 m=n0 mn (2-3)对第j个子载波进行相关解调，在时间长度T内进行积分，如(2-4)，可得di=1Ttsts+Texp-j2jTt-tsi=0N-1diexpj2jTt-tsdt=i=0N-1ditsts+Texpj2i-jTt-tsdt=dj (2-4)即对第j个子载波进行相关解调可恢复出期望符号dj;对于其他子载波，由于积分间隔内频率差i-jT产生整数倍个周期，故积分为0；以上讨论的是时域上OFDM系统子载波的正交性，对于频域上理解OFDM系统子载波的正交性如下：图2-4 OFDM系统子载波的频谱特性3由于每个OFDM符号在周期T内都包含多个非零的子载波，故其频谱可以看做是周期为T的矩形脉冲的频谱与一组位于各个子载波频谱上的函数的卷积。矩形脉冲的频谱幅值为sinc(fT)函数，该函数在频谱为1/T的整数倍处均为零点。如图2-4所示为相互覆盖的各个子信道内经过矩形波形成型得到的符号的sinc函数频谱。在每一个子载波频谱的最大值处，所有其他子载波的频谱幅度恰好为零，在解调过程中从这些相互重叠的子信道符号频谱提取出每个子信道符号而不会受到其他子信道的干扰(ICI)。各个子信道频谱之间并不存在相互干扰，因此可以说OFDM的符号频谱也是满足奈奎斯特准则。但子载波之间存在频偏时就会导致这种正交性的破坏，即OFDM系统对频偏差较为敏感。2.1.1.2OFDM系统架构图2-5 OFDM收发机框图如图2-5所示，发送端将传输的数字信号转换成子载波的幅度和相位的映射，并进行IFFT将数据的频谱表达式变成时域上。IFFT变换和FFT变换的作用相反，适用于任何的所有应用系统，其中上半部分为发射机链路，下半部分为接收机链路。2.1.1.2.4输入导频：根据LTE的帧结构，在不同的符号块分别插入导频和同步数据，这些参考信号主要用来在接收机信道估计，帮助解调信道信息。导频数据：参考信号序列定义为rl,nsm,公式如下：rl,nsm=121-2*c2m+j121-2*c2m+1,m=0、1、2NRBmax,DL-1； (2-5)(小区特定参考信号)；包含有参考信号的OFDM符号上产生参考信号的伪随机序列的初始种子由下式决定：Cinit=210*7*ns+1+l+1*2*NIDcell+1+2*NIDcell+Ncp (2-6)其中： NCP=1 (正常CP)0 (扩展CP) (2-7)表2-1 配置CP参量配置NRBDLNsymbDL正常CPf=15kHz127扩展CPf=15kHz6f=7.5kHz243正常CP情况下，RB的大小为时域上1个时隙，频域上战12个子载波。表2-2 参考信号参量说明标识说明NCPOFDM符号长度含CP选择正常CP：NCP=1nsns为一个无线帧中包含的时隙编号，取值范围为019,ll表示一个时隙中包含的OFDM符号编号，取值范围为06；NRBmax，DLNRBmax，DL表示下行RB的最大数量mm=0,1，2NRBmax，DL-1表示一个导频序列在频域的序列号CiCi为伪随机序列NIDcell物理层小区标识，这里默认为0(选择标准：当基站较少时，可以自定义选取)NID1NID1代表物理层小区标识，取值范围0167NID2NID2代表物理层小区标识组内的物理层标识，取值范围02RB时域为NsymbDL个连续的OFDM符号，频域为NscRB个连续子载波，因此由NsymbDL*NscRB个RE组成，该方案选择10M带宽，所以RB=50NsymbDLNsymbDL为OFDM下行符号标识，该方案选择FDD_LTE，所以NsymbDL=7NRBDLNRBDL为下行资源块标识，NRBDL的数量由该小区下行传输带宽决定，应满足：6=NRBDL=110,该方案选择10M带宽，所以NRBDL=50同步数据：LTE系统没有使用固定的公共主同步信号，而是采用了3个可用的主同步信号，分别和小区NID2对应。小区内的主同步信号序列从3种不同的序列中选择一种，物理层小区标识组内的3个物理层小区标识与3个主同步信号序列一一对应。主同步信号序列d(n)是根据下面的频域Zadoff-Chu(ZC)序列生成的。FD-ZC序列长度为63；PSC序列长度=63(包括DC)dn=e-jnn+163 n=0、1、30e-j(n+2)n+163 n=31、32、61 (2-8)选择不同的根索引，可以得到互相关性很好的主同步信号。Zadoff-Chu(ZC)根序列根据下表：表2-3主同步信号跟索引物理层小区表示组内的物理表示根序列序号0251292342.1.1.2.2循环前缀(CP)：应用OFDM的一个主要原因在于该系统可以有效对抗多径时延。把输入数据流串并变换到N个并行的子信道中，使得每个调制子载波的数据周期可以扩展为原始数据符号周期的N倍，时延扩展与符号周期的数值比同样降低N倍。为了最大限度的消除符号间干扰(inter symbol interference;ISI)，在每个OFDM符号之间插入保护间隔(GI,Guard Interval),保护间隔长度为Tg一般要大于无线信道中最大时延扩展，这样一个符号的多径分量才不会干扰下一个符号，在这段保护间隔内可以选择不插入任何信号，即空白传输，然而在这种情况下，由于多径传播的作用，会产生载波间干扰(ICI)，即破坏了子载波间的正交性。如图2-5所示，每个OFDM符号中都包含所有的非零子载波信号，而且也可同时出现该OFDM符号的时延信号，即第一子载波和第二子载波的时延信号。在FFT运算时间内，第一个子载波和第二个子载波之间的周期数之差T已不是整数，当接收机对第一个子载波进行解调时，第二子载波会对第一子载波造成干扰，同样，当接收机对第二子载波进行解调时，也会存在来自第一子载波的干扰。图2-5 多径情况下，空闲保护间隔在子载波间造成的干扰通过在每个符号起始位置增加保护间隔可进一步抵制ISI，还可减少在接收端定时偏移错误，这种保护间隔是一种循环复制，增加符号的波形长度，在符号的数据部分，每一个子载波内有一个整数倍的循环，符号的复制产生了一个循环信号-循环前缀(CP) 4，即将每个OFDM符号的后Tg时间中的样点复制到OFDM符号前面，形成前缀，在交接点没有任何间隔。则符号的总长度Ts=Tg+TFFT(Ts为OFDM符号的总长度；Tg为抽样的保护间隔长度，TFFT为FFT变换产生的OFDM符号长度)。如图2-6所示。图2-6 加入保护间隔的OFDM符号2.1.2 MIMO(多输入多输出) MIMO：(Multiple-Input Multiple-Output) 5多输入多输出。该技术依赖于运用多个接收/发送天线的技术，可用于提高系统性能，包括提高系统容量和提高小区覆盖范围，也可以提高业务的数据传输速率，相比SISO，MISO,SIMO,MIMO是无线移动通信领域天线技术的重大突破，如表2-4所示，任何一个无线通信系统，只要其发射端和接收端均采用多个天线或天线阵列，就可构成一个无线MIMO系统。表2-4 SISO、MIMO、SIMO结构示意图类别说明示意图SISO单发单收(SISO)技术，应用在传统的无线通信系统中MISO多发单收(MISO)技术，应用在发送分级系统中SIMO单发多收(SIMO)技术，应用在接收分集系统中利用多天线传输将串行映射为并行，各自独立运行，采用各自的调制方式发送电波，同时也采用对应的解调方式进行接收电波。如图2-7所示。图2-7 MIMO工作结构示意图2.2 LTE实现方式LTE标准定义了频分双工(FDD)和时分双工(TDD)两种方式。2.2.1频分双工(FDD)FDD是在分离的两个对称频率信道上进行接收与发送，用保护频段来分离接收和发送信道。FDD必须采用成堆的频率，依靠频率来区分上下行链路，其单方向的资源在时间上连续的。2.2.2时分双工(TDD)TDD用时间来分离接收和发送信道，接收和发送使用同一频率的不同时隙作为信道的承载，上行或下行方向的资源时间上是不连续的。某个时间段由基站发送信号给移动台，其余由移动台发送信号给基站，基站和移动台之间必须协同一致才能顺利工作。2.2.3LTE FDD/TDD的比较表2-5 LTE FDD/TDD的比较相同点不同点高层信令，包含NAS,RRC等帧结构：影响无线资源管理，调度实现2层用户面处理，MAC,RLC,PDCPTDD上下行时分方式，影响物理层反馈过程物理层基本机制，帧长，调制，多址，信道编码，功率控制，干扰控制等同步：TDD系统要求时间同步，FDD在支持eMBMS时才需考虑TDD与FDD空中接口指标要求完全相同多天线：TDD系统可基于上行估计下行2.3 LTE物理层主要性能指标表2-6 LTE物理层主要性能指标发送带宽1.4MHz3MHz5MHz10MHz15MHz20MHz子帧长度0.5ms子载波间隔15KHz(MBMS专用小区7.5KHz)抽样频率1.92MHz3.84MHz7.68MHz15.36MHz23.04MHz30.72MHzFFT大小128256512102415362048资源块(RB)数量615255075100占用子载波数量731813016019011201每个子帧OFDM符号数量(短/长CP)14/12OFDM符号长度正常CP第一个符号：71.88us,其余符号71.55us扩展CP83.33usCP长度(us/抽样)正常CP(4.69/9)6,(5.21/10)1(4.69/18)6,(5.21/20)1(4.69/36)6,(5.21/40)1(4.69/72)6,(5.21/80)1(4.69/108)6,(5.21/120)1(4.69/144)6,(5.21/160)1扩展CP(16.67us/32)(16.67us/64)(16.67us/128)(16.67us/256)(16.67us/384)(16.67us/512LTE的帧结构5有FDD-LTE和LDD-LTE，由于该设计是基于FDD-LTE的帧结构进行展开设计的，这里着重介绍FDD-LTE的帧结构：FDD帧结构的每个无线帧长Tf=307200*Tx=10ms,包含20个时隙，每个时隙长度为Tslot=15360*Tx=0.5ms;编号019。一个子帧包含2个连续的时隙，在FDD模式下，下行有10个子帧，上行也有10个子帧。图2-8 FDD-LTE帧结构图2-9 FDD-LTE子载波分布5如图2-9所示，根据LTE帧结构，在第0和第4符号进行插入导频，在第6符号插入同步数据。对于参考导频，在#0、#4符号中添加导频。频域间隔6个子载波，使用交叉菱形状导频。参考LTE单天线导频方案。每时隙占用200个RE。具体表2-6所示：表2-7 一个时隙中符号块的具体资源粒一个时隙中的符号块第0符号块第1符号块第2符号块第3符号块第4符号块第5符号块第6符号块资源粒数目（可用）500600600600500600526需添加的同步导频参数资源粒的数目100(导频数据)000100(导频数据)074(62个同步数据+10个0)同步数据:说明，协议中定义添加62个同步数据，由于设计初期为了FPGA算法实现方便(64=26),这里设为64个同步数据，实际对整个基带的处理并没有影响。#6符号中添加同步数据，占用74个子载波。标号#1#32、#992#1023使用查表操作，其余10个填0（滤波器截止预留）。每时隙占用74个RE。如表2-6所示。3 系统概述该设计基于FDD-LTE协议，进行LTE的核心技术-OFDM,带宽10MHz基带信号的实现，由于时间的限制与自身知识体系架构系统还未完善，OFDM同步技术测试工作暂时还未完成，现以OFDM基带信号主体作为本课题。3.1 系统框图图3-1 接收机系统框架图3-2数据流程图3.2 模块解析3.2.1 IFFT/FFT3.2.1.1 IFFT/FFT在OFDM系统的应用一个OFDM2符号包括多个经过调制的子载波。输出信号的复等效基带信号di=k=0N-1Skexp(-j2ikT)(0iN-1)tstts+Ttts+T (3-1)实部和虚部分别对应OFDM符号的同相和正交分量。令ts=0，忽略矩形函数，并对信号s(t)以T/N的速率进行采样，即令t=kT/N(k=0,1,2,N-1),得sk=skTN=i=0N-1diexpj2ikN (3-2)与IDFT运算的表达式一致，说明OFDM复等效基带信号可以用IDF的方法得到，同样在接收端，恢复原始数据符号di的处理就可以用通过sk进行反变换，即DFT，得到di=k=0N-1Skexp(-j2ikT)(0iN-1) (3-3)在OFDM系统的实际应用中，通常采用更加方便快捷的FFT/IFFT6来降低运算复杂度3.2.1.2 IFFT和FFT的工作机制设x(n)为N点有限长序列，其DFT为 X(k)=n=0N-1x(n)WNnk k=0、1、N-1 (3-4)通常x(n)和WNnk都是复数，因此一个X(k)需要N次复数乘法和N-1次复数加法完成整个DFT运算则需要N2次复数乘法及N(N-1)次复数加法；由于DFT的运算次数与N2成正比, N较大时, 运算量非常可观。改善途径：把长序列的DFT分解成短序列的DFT运算利用系数WNnk的周期性：WNm+lN=e-j2N(m+lN)=e-j2Nme-j2l=e-j2Nmcos-2l+jsin-2l=e-j2Nm=WNm (3-5)对称性WNN-m=e-j2N(N-m)=ej2Nme-j2=ej2Nmcos-2+jsin-2=ej2Nm=WN-m (3-6)WNN-m*=WN-m*=WNm (3-7)WNm+N2=e-j2N(m+N2)=e-j2Nme-j=e-j2Nmcos-+jsin-=-e-j2Nm=-WNm (3-8)FFT算法利用WNnk的周期性和对称性来实现把长序列的DFT分解成短序列的DFT，以减少DFT的运算次数。IFFT/FFT原理设xn为N点有限长序列，DFT为：X(k)=n=0N-1x(n)WNnk,k=0、1、N-1 (3-9)根据WN=e-j2N,则IDFT为：x(n)=1Nn=0N-1X(k)WN-nk, n=0、1、N-1 (3-10)对(3-10)取共轭，得：x*(n)=1Nn=0N-1X*(k)WNnk (3-11)则 x(n)=1Nn=0N-1X*(k)WNnk*=1NDFTX*(k)*(3-12)IDFT的实现先将X(k)取共轭，直接取DFT,再取共轭，最后1N，即可得到x(n)结论：DFT和IDFT共用一个算法DIT-基2FFT算法将N=2L的序列x(n)(n=0,1,N-1)先按n的奇偶分成两组x2r=x1(r)x2r+1=x2(r)r=0,1,N2-1 (3-13)X(k)=DFT(n)=n=0N-1x(n)WNnk=r=0N1-1x(2r)WN2rk+r=0N1-1x(2r+1)WN(2r+1)k=r=0N2-1x1(r)WN2rk+WNkr=0N2-1x2(r)WN2rk=X1k+WNkX2k (3-14)X(k)= X1k+WNkX2k r=0,1,N2-1 (3-15)X(k+N2)= X1k-WNkX2k r=0,1,N2-1 (3-16)图3-3 时间抽选法蝶形运算流图X1k与X2k分别为x1r及x2r的N/2点DFT由此得出，一个N点的DFT分解成两个N/2点的DFT，又由组合成一个N点DFT，进一步将每个N/2点子序列再按其奇偶部分分解为两个N/4的子序列。所以N=2L的序列x(n)共L级蝶形运算，每级由N/2个蝶形运算组成。由DIT-FFT算法的分解过程，N=2M时，运算流图共有M级蝶形，每一级都由N/2个蝶形运算构成。每一级运算都需要N/2次复数乘和N次复数加(没个蝶形需要两次复数加法)，即M级运算总的复数乘次数为CM=N2M=N2lbN (3-17)复数加法次数为CA=NM=NlbN直接计算DFT与FFT算法的计算量之比为： 图3-4 直接计算DFT与FFT算法的计算量之比6结论：FFT算法的优越性，N越大，优越性越明显DIF的基2FFT算法按频率抽选的基2FFT算法是按K的奇偶性将X(k)分为两部分X2r=n=0N2-1xn+x(n+N2)WN2nrX2r+1=n=0N2-1xn-x(n+N2)WNnWN/2nr r=0,1,N2-1(3-18)化简得x1n=xn+x(n+N2)x2n=xn-x(n+N2)WNn n=0,1,N2-1(3-19)类似，可以得到频率抽选法的基本蝶形运算流图如图3-5：图3-5 频率抽选法蝶形运算流图同理，将N/2个点分解成奇数组和偶数组，即将N/2点DFT分级为两个N/4点DFT，直至分解到第L(N=2L)级。3.2.2 映射解映射根据LTE帧结构和物理层所定义的性能指标，该设计是以发送带宽为10MHz进行设计。有效子载波数601(包含0号子载波，即直流分量)需映射为IFFT所需要的1024个子载波。图3-6 发射机映射图图3-7 接收机映射图根据导频和同步信号数据所对应的符号块，进行映射，LTE的导频频域间隔是考虑了典型多径场景的相干带宽，时间间隔是考虑了典型移动速率要求的相干时间以满足解调质量，具体映射如表3-1和图3-7：表3-1 导频，同步数据的映射符号块说明第0符号块如下图所示，在第0符号块每间隔6个资源单元，插入一个导频数据，即5、11、600第4符号块如下图所示，在第4符号块每间隔6个资源单元，插入一个导频数据，即2、8、597第6符号块在第6符号块，插入同步数据：图3-8 下行参考导频信号的映射5该设计未进行同步技术的完整测试，对于导频数据和同步数据，该接收机系统未进行相关的同步数据处理(符号同步，定时同步，信道估计，载波同步，分组检测等都会涉及到导频和同步数据的操作)，导频数据：不同的小区NIDcell的不同时隙ns内的不同的OFDM符号l的伪随机序列种子都不一样，及参考信号也不一样，这里基于工程优先实现功能默认NIDcell=0；经过简化，第0符号块插入的导频数据对应的伪随机序列的初始种子：Cinit=(214+2)NIDcell+213+1 (3-20)第4符号块插入的导频数据对应的伪随机序列的初始种子：Cinit=210*12+2NIDcell+210*12+1 (3-21)LTE系统共有504个物理层唯一小区标识，物理层小区标识分为168个物理层小区标识组，每一组包含3个唯一标识符，物理层小区标识NIDcell=3NID1+NID2,这里默认NIDcell=0，则#0符号块的初始种子:Cinit=8193(d)=10_0000_0000_0001(b) (3-22)#4符号块的初始种子:Cinit=12289(d)=11_0000_0000_0001(b) (3-23)进而进行M序列仿真得到导频参数。同步数据：根据同步数据定义，根据该系统所使用FPGA设定的数据位宽进行matlab数据生成，如图3-9图3-9同步数据的导出3.2.3 16QAM调制解调3.2.3.1 调制QAM与其他调制技术比较，能得到更高的频谱效率，且具有抗噪声能力强等优点。QAM调制中，数据信号由相互正交的两个载波的幅度变化表示。QAM是一种矢量调制，将输入比特先映射(一般采用格雷码)到一个复平面(星座)上，形成复数调制符号，然后将该符号的I,Q分量(即该复数的实部和虚部)采用幅度调制，分别对应调制在相互正交(时域正交)的两个载波sinwt和coswt上。正交振幅调制可以表示为：S(t)=Amcoswct-Bmsinwct;t(0tTs) (3-24)式中两个相互正交的载波分量中，每个载波被一组离散的振幅AmBm所调制；Ts为码元周期，m=1、2、M，M为Am和Bm的电平数。振幅Am和Bm可以表示成：Am=dmA；即同相分量Bm=emA；即正交分量;A为固定振幅，dm和em决定已调QAM信号在星座图上的坐标点，QAM是幅度和相位联合调制的技术，同时利用载波的幅度相位来传递信息比特，即QAM同时改变了载波的幅度和相位，是ASK和PSK的结合在最小距离相同的条件下实现更高的频谱利用率。; 图3-10 IQ调制图 图3-11 16QAM星座图类似其他数字调制方式，QAM信号可以用星座图方便地表示。星座图上每一个星座点对应发射信号集中的那一点，星座点越多，每个符号能传输的信号量就越大。16QAM的每个星座点对应4个比特，叫做星座的比特映射。通常采用格雷码映射，其规则是：相邻的星座点只差一个比特(从概率的角度，误判为相邻点的概率高于非相邻点7)。16QAM,对应有3种不同的幅度和12种不同的相位.每个点代表对应16进制数值出现时调制载波对应的幅度和相位。下面通过比较16QAM信号和16PSK信号的性能，以解释QAM的性能体现：在下图中，按最大振幅相等，画出这两种信号的星座图。设其最大振幅为AM，则16PSK信号的相邻矢量端点的欧氏距离等于： (3-25)而16QAM信号的相邻点欧氏距离等于： (3-26)d2和d1的比值就代表这两种体制的噪声容限之比。AM d2(a) 16QAMAM图3-12 16QAM和16PSK信号的矢量图8调制技术的可靠性可由相邻星座点之间的最小距离来衡量，最小距离越大，抗噪声等干扰的能力越强，即解码误码率就会相应的降低，前提是信号的平均功率相同。不同的调制方式对应着不一样的归一化因子Kmod，如表3-2所示：表3-2 调制方式对应的归一化因子调制方式KmodBPSK1QPSK1216QAM11064QAM142以16QAM为例，对照16QAM星座图，如表3-3所示：表3-3 16QAM星座图能量表能量星座点个数对应位置24+ 1 + i108+ 3 + i; + 1 + 3i184+ 3 + 3i共有能量72+80+8=160，这16个星座点的等概率分布是116，所以平均能量160*116=10，其平均后的波形幅度为10，而QPSK为2*4个星座=8，出现概率为14，所以平均能量=8*14=2，结果为2，其他类推。添加功率归一化因子，目的在于使得不同调制方式（或者说对于所有映射方式）都能够取得相同的平均功率。实际上，归一化是为了方便系统性能的比较，所以就要分清比较的模块是什么。比如，信道编码的增益问题，无论有无信道编码，比特能量是一样的，所以比较要以Eb/No为基准，而不是以进入信道前的符号能量Es/No为基准。再比如，在比较空时码系统和单天线系统中，还是以进入时空码编码前信号能量为基准，那么发送时的总能量一致，即时空码系统中各天线发射功率总和应和单天线系统发射功率相同。一般而言，归一化都在发射端处理。按上两式计算，d2超过d1约1.57 dB。但是，这时是在最大功率（振幅）相等的条件下比较的，没有考虑这两种体制的平均功率差别。16PSK信号的平均功率（振幅）就等于其最大功率（振幅）。而16QAM信号，在等概率出现条件下，可以计算出其最大功率和平均功率之比等于1.8倍，即2.55 dB。因此，在平均功率相等条件下，16QAM比16PSK信号的噪声容限大4.12 dB。3.2.3.2 解调：图3-13 解调星座图判决如图3-13所示，当接收到的复数信号在相应的矩形区域中，就判决为其中对应的码元，如图中当接收到的复数信号落在矩形ABCD区域内，就判决为1111。实际解调过程中依据编码选择的方案不同，所选择的解调方式也不大一样。QAM分为硬解调和软解调。图3-14硬判决流程图3-15软判决流程硬解调：如图3-14所示为I路分量解调流程，Q路分量解调原理相同当接收到的I路数据data0时，则判决b0=1;随后当data2Kmod,即判决b1=1，反之亦然。软解调：接收机处理基带信息时，当选择概率译码时，此时进行软解调可以为译码提供更多的参考信息。软解调是以2Kmod为中心，判断所收到的数据距离标准线的距离(图中箭头标记)，对应生成I1I2Q1Q2四个数据，提供给解码环节。如图3-15所示。3.2.4 编码译码3.2.4.1 编码的定义1从功能角度：A) 具有发现差错功能的检错的检错码，如循环冗余校验CRC码等B) 具有自动纠正差错功能的纠错码，如循环码中的的turbo码C) 既能检错又能纠错的信道编码，最典型的是混合ARQ，又称HARQ2从结构和规律上分A） 线性码：监督关系方程是线性方程的信道编码，称线性码。B） 非线性码：一切监督关系方程均不满足线性规律的信道编码称为非线性码线性译码时，对有代数结构的码，尽量利用其代数结构，例如线性分组码；对于卷积码，turbo码等不能用代数结构表示的码字，在利用概率译码时，要尽可能选用一些优化算法，例如viterbi算法。3.2.4.2 Turbo由来简介 1993年，C.Berrou等人提出一种新的信道编码方案：turbo码。Turbo译码算法的特点是，利用两个子译码器之间信息的往复迭代递归调用，加强后验概率对数似然比，从而提高判决可靠性，turbo码由此而得名，又称最大后验概率(MAP)算法，由于turbo码很好地应用了Shannon信道编码定理汇总的随机性编译码条件，获得了几乎接近Shannon理论极限的译码性能。3.2.4.3 Turbo编码原理表3-4 turbo编码方案结构类别编码方案示意图并行级联卷积码（PCCC）复接凿孔矩阵RSCC编码器RSCC编码器交织器串行级联卷积码（SCCC）内编码器外编码器交织器混合级联卷积码（HCCC）内编码器交织器外编码器并行编码器交织器 HCCC编码方案交织器1外编码器内编码器并行编码器交织器2 HCCC编码方案表3-5 turbo编码方案的比较结构类别说明并行级联卷积码（PCCC）误比特率随着信噪比的增加而下降，但是当误比特率下降到一定程度后，信噪比增加所引起的影响出现了平台效应。串行级联卷积码（SCCC）对于PCCC的平台效应，该方案集合串行级联码和PCCC的turbo特点，在适当的范围信噪比范围，通过迭代译码可以得到优异的译码性能混合级联卷积码（HCCC）结合了PCCC和SCCC的各自特色，在低信噪比情况下优异的译码性能，可以消除PCCC的平台效应，对应的HCCC的实现比PCCC和SCCC复杂。编码举例(以PCCC为模型)：图3-16 PCCC turbo编码示例输入信息设为U=(1011001)交织后的信息序列=(1101010)则v(0)=U=(1011001)v(1) =(1100100)v(2) =(1000000)假设删余矩阵P=1001没有删余的时候，码率为1/3,即输出为v=(111,010,100,100,010,000,100)当使用删余矩阵P时，码率为1/2。即输出为v=(11,00,10,10,01,00,10);PCCC编码后的凿孔矩阵，根据实际系统的选择进行凿孔，这里以16QAM为例：这里选择凿孔矩阵为P=1001；即对应的打孔方案， bit0 bit1 bit2 SYS RSC1-P0 RSC2-P0图3-17黑色底纹为删除的bit，白底为保留传至16QAM的bit 同时在turbo译码之前要进行反打孔的操作，16QAM传至的数据：I Q I I1Q1I1I2Q2I2 I Q I I1Q1I1I2填充0I2填充0Q2填充0 SYS RSC1-P0 RSC2-P0 图3-18turbo 译码时反凿孔的操作 3.3 开发、测试与硬件环境表3-5 开发测试环境类别标准配置说明开发环境Matlab2009a 基于OFDM基带原理，进行前级仿真Ise12.3采用verilog语言，进行FPGA编程Modelsim6.5se针对verilog脚本进行信号测试测试环境编写或使用testbench测试模块测试和链条测试使用数据ram在FPGA上测试将程序载入硬件板上，采用XILINX自带的chipscope抓取数据进行测试比对数据将对逆的模块进行联调测试，编写matlab相应的程序进行数据比对硬件环境FPGA芯片XC6SLX150T图3-19主板正面 图3-20主板背面4 软件设计4.1设计框架图4-1 接收机RTL视图端口描述表4-1 接口说明接口说明位宽rst_n复位信号，低电平有效1in_valid接收机输入数据使能位，高电平有效1in_config_validFFT模块的配置使能位1clk_122_88接收机输入时钟接口1clk_61_44接收机输入时钟接口1in_im接收机输入虚部的接口16in_re接收机输入实部的接口16out_data接收机输出数据接口1out_valid接收机输出数据使能位接口，高电平有效1内部结构：图4-2 接收机模块数据流动图接收机（无同步功能）分为四个模块，分别是：FFT模块，de_map模块,de_qam模块,de_turbo模块。各模块的需求如下：表4-2 接收机主要模块功能说明 功能具体功能需求/备注FFT模块使用流水I/O，并行输出数据，进行傅里叶变换，将时域数据转换成频域数据使用IP核de_map 通过识别接收的符号标号来判断如何去除导频和同步数据，存储到FIFO，满足一定条件后从，FIFO输出数据至下一个模块de_map输入的数据有1024个复数，去除同步导频数据后，从符号块#0-#6解映射后的数据依次为500,600,600,600,500,600,526，为了防止数据的丢失，FIFO读出数据使能位有效的条件需要FIFO缓存一定的数据后再取出de_QAM+反打孔基于de_QAM机制，将输入的一个32位宽的复数转换成4个16位宽的实