（电力电子与电力传动专业论文）推挽谐振变换器研究.pdf

推挽谐振变换器研究 a b s t r a c t t h et h e s i sf o c u s e do nt h ed cl i n kt o p o l o g yo f t h em o d u l a r i z a t i o na v i a t i o ns t a t i cc o n v e l t e l f i r s t t h ep u s h p u l lc o n x e r t e ri sd e v e l o p e dt h e n t h ep r i n c i p l eo fz v c sp u s h 屯淌 r g o r t a l n c o n v e r t e ri sa n a l y z e di nd e t a i li th a st h ea d v a n t a g e so fp r e v e n t i n gt h eh i g hv o l t a g es p i k e0 f t h e s w i t c h e sa n dr e s t r a i n i n gm a g n e t i s md e f l e c t i o no ft h et r a n s f o r m e ri nl o w v o l t a g e h i g h c u r r e n t s i t u a t i o n s op u s h p u l lf o r w a r dc o n v e r t e rc a ng e th i g h e re f f i c i e n c yt h a np u s h p u l lc o n v e f t e r a t l a s t az v sp u s h p u l lr e s o n a n tc o n v e r t e ri sp r e s e n t e d t h es w i t c h e so ft h ez v sp u s h p u l l r e s o n a n tc o n v e r t e rc a nr e a l i z ez e r ov o l t a g et u r no na n dt h eo u t d u tv o l t a g eo ft h i sc o n v e l l e li s r e g u l a t e d t h ep r i n c i p l eo ft h ez v sp u s h p u l lr e s o n a n tc o n v e r t e ri sa n a l y z e di nd e t a i l s i m u l a t i o na n de x p e r i m e n t a lr e s u l t si nt h a tt h en o v e lc o n v e r t e ri sf e a s i b l e t h r o u 曲t h ec o m p a r i s o no ft h r e es c h e m e s t h ez v sp u s h p u l lr e s o n a n tc o n v e r t e ri so n e0 r t h eb e s td cl i n kt o p o l o g yf o rt h em o d u l a r i z a t i o na v i a t i o ns t a t i cc o n v e r t e r t h i sr e s e a l c h i n g p r o j e c tl a y st h et e c h n i c a lf o u n d a t i o no nh i g hp o w e rd e n s i t ya n dh i g he f f i c i e n c ya v i a t i o ns t a t i c n v e r t e r k e y w o r d a v i a t i o ns t a t i ci n v e r t e r p u s h p u l lr e s o n a n t z v c s z v s c o n v e r t e r 承诺书 本人郑重声明 所呈交的学位论文 是本人在导师指导下 独 y 进行研究 j 作所取得的成果 尽我所知 除文中已经注明引用的内窬 外 本学位论文的研究成果不包含任何他人享有著作权的内容 对本 论文所涉及的研究工作做出贡献的其他个人和集体 均己在文中r 以l 删 确方式标明 本人授权南京航空航天大学可以有权保留送交论文的复印件 允 许论文被查阅和借阅 可以将学位论文的全部或部分内容编入有关数 据库进行检索 可以采用影印 缩印或其他复制手段保存论文 作者签名 日期 南京航空航天人学学位论文 第一章绪论 1 1 模板化航空静止变流器基本原理 航空静止变流器 1 2 a v i a t i o ns t a t i ci n v e r t e r 简称a s i 是飞机供电 系统的一1 个重要组成部分 它将飞机上2 7 v 或2 7 0 v 直流电源变换成1 1 5 v 4 0 0 h z 或3 6 v 4 0 0 h z 恒压恒频交流电 作为飞机二次电源使用 航空静止变流器经历了三个发展阶段 低频隔离技术 主要有方波逆变 器式电路结构 升压b o o s t 变换器与阶梯波合成逆变桥组合式电路结构 单 端反激f l y b a c k 变换器与正弦脉宽调制s p w m 逆变器组合式电路结构 软开关 组合式电路结构 美国及一些欧洲先进国家对航空静止变流器 投入经费较大 研究处于较 高的水平 目前美国为多电飞机研制的2 7 0 v 输入 8 k v a 航空静止变流器体积为 l l5 5 55 i n l 重量为1 8 2 l b s 阁内研制成功的a s 产品 相当于先进国家八十年代初的技术水平 采用 单端反激f l y b a c k 变换器与正弦脉宽调制s p w m 逆变器组合式电路结构的电路拓 扑 箕特点是采用巨型晶体管 硅铁心材料和分立电子器件 开关频率为2 1 6 k l l z 最商效率为7 4 与国外发达国家研制的新一代a s i 相比有较大的差距 实用 匕行高度只能达到1 1 k m 国内目前在某型飞机上采用的静止变流器为成都成飞 电子设备j 采用方波逆变器研制 效率可达到7 6 但由于其体积重量大 相 应热容量较大 实用范围较大 采用软开关技术研制成功的静止交流器输入为 2 7 0 v 输出为3 相1 k v h 效率达到8 5 在某外贸机上得到应用 近年来 国 内航窄静l 变流器的理论和实践研究都取得了较大发展 综观传统的静止变流器方案 虽然采用不同的电路拓扑 不同的电能变换 j 弋 但构成这种变流器的直流变换器和逆变器均采用能量集中交换 各电路 部件功能不 样 有电路板结构也有集中的电磁部件 结构较复杂 电气连接 点多 电路的热损耗相对集中 热设计困难 系统难以优化 电路的功率密度 低 电路内任意功率部件损坏系统即不能正常工作 不能像d c d c 模块一样用 多芯j 模块技术和集成电路的工艺制造 同时电路有较多高频工作的高压功率 f 什 方 面导致电磁干扰大 另一方面限制了变换器效率的进一步提高 推挽谐振变换器研究 在吸收国内外静止变流器技术研究的成功经验的基础上 本课题组提出了 种新型模板化静止变流器方案 该新型静止变流器的总体构成上采用级联型逆 变器和高频直流变换器组合而成 前面的直流环节由四个完全独立 相互隔离 规格一致的直流电源模块构成 每个变换器都有自己独立的一套闭环控制电路 后面的逆变环节主要由驱动功率板 控制电路和输出交流滤波器组成 具体的 系统原理图如图1 1 所示 输入接触嚣 直流变换器 i l j 直流变换器 一 r i 詈芝篡厂 l 直流变换器1 t 1 5 v 4 0 0 h z 输i i 兰苷登塞罢 一 1 篁出4 哆器 隔渡虱l j 单相逆变器 二i 直流变嘲一 1 弛荽囊 尸譬警蔓擎譬 辅助电源 电流调节器电压调节器 l 孽 蕊i 图11 新犁静f r 变流器的电气原理幽 1 k v a 静止变流器由4 个3 0 0 w 直流变换器和4 个2 5 0 v a 逆变器构成 系统内 只有四种功能的电路板 另二种为控制板和滤波器板 实现了功率的分如式变 换 使系统的热源分散 工艺和结构设计简化 而且具有内在的冗余性能 其 中任何一个功率单元故障 系统仍可降l 4 功率后正常使用 模板化使大功率变换器由几个小的功率变换单元完成 每个变换单元的输 出功率变小 实现了能量的分散变换 系统内热源分布 变换器设计简单 呵 靠性高 功率器件均为低压器件 可采用低压场效应功率晶体管 从而器件的 通态损耗小 功率管可采用1 0 0 1 d l z 以上开关频率 由于器件工作电压低 丌关 损耗小 并因可采用高开关频率 滤波器体积重量小 内部具有容错性 任何 一个功率变换器损坏系统仍可降功率输出 南京航空航大人学学侥沦文 1 2 模板化航空静止变流器 2 1 直流电源模块的基本要求 随着飞机战斗性能的提高以及用电设备的不断增加 对航空静止变流器昀 要求也越来越高 对航空静l e 变流器的基本技术要求有两类 使用要求和电能 质量要求 使用要求主要包括 体积小 重量轻 使用维护方便 工作可靠等 而电能质量要求主要有 输出频率稳定 输出电压稳定 动态响应速度快 效 率高 输出 f 弦电压失真度低等 而作为模板化航空静止变流器的前级商流变 换部分 其具体的各项要求为 体积小 重量轻 功率密度高 当输入r 巳 k 红 一定范围内变化时能保持稳定的直流输出 工作稳定 容错能力强 电磁干扰 小 具有过载能力和保护功能 可根据不同负载需要独立调节输出电压 实现 高效率的稳定直流输出 响应速度快 2 8 v 直流输入航空静止变流器的直流电源模块的主要电气要求为 输入电压 1 8 3 2 v 输出电压 4 8 v 功率 3 0 0 w 静止变流器的功率为1 k v a 输入输出要电气隔离 1 3 模板化航空静止变流器直流电源模块的拓扑分析 本课题主要研究新型静止变流器直流变换环节 航空静止变流器的直流环 节需要有电气隔离 在此对几种常用的隔离式d c d c 变换器拓扑13 1 1 4 1 的特点进行 简单的分析 a 正激 b 反激 自 推挽谐振变换器研究 4 c 推挽 厂一 一 o j 石o i 一 1 1 v 止 十飞 t 广 o o o h o h e 全桥 抖 斗什 蟹 厂 卜 t c 樱 g 职管反激 辟啦 譬m 甓謦 i 推挽正激 图1 2 常川隔离式d c j c 变换器 h 不对称半桥 南京航空航大人学学位沦文 1 31 正激变换器 电路拓扑如图1 2 a 所示 正激变换器电路结构简单 常用于中小功 簪 场合 但正激变换器必须采取附加复位电路来实现变压器铁芯磁复位 除浆 j 有源筘位等少数几种磁复位方式的电路之外 其他的多种复位方式的电路 瞅 都存在以下缺陷 变压器铁芯单向磁化 利用率低 开关管承受两倍左右的输 入电压 开关管的占空比一般都不超过0 5 若变压器使用无气隙的磁芯 则锌4 损较小 变压器温升较低 且输出的纹波电压较小 f 激变换器实际上是在降 压式i u c k 变换器中插入了隔离变压器而成 1 3 2 反激变换器 电路拓扑如图1 2 b 所示 反激变换器可以看作是带隔离变压器的 b u c k b o o s t 变换器 其电路形式与砸激变换器相似 但反激变换器中变压器起 着变压器和电感的双重作用 因此在选用普通材料铁芯时必须有气隙 以保豇 铁芯不饱和 反激变换器由于电路简洁 所用元器件少 适用2 0 0 w 以下的电源 著且多路输出交叉调节特性相对较好 反激变换器在功率管导通时 能量存储 到变压器中 在丌关管关断期间 变压器中的能量向负载传输 能量问接传j 址 由于使用带气隙的磁芯 变压器锕损较大 温升相对较大 并且输出电f i i 纹波 较火 反激变换器通常效率不是很高 且反激变换器不能空载运行 1 3 3 推挽变换器 电路拓扑如图l 2 c 所示 推挽变换器电路结构简单 可以看成两个完 全对称的单端 f 激变换器的组合 变压器的铁芯是双向磁化 相同的铁芯尺扎 推挽变换器可以比正激变换器输出更大的功率 但是电路必须有良好的对称性 否则容易引起直流偏磁导致铁芯饱和 另外 变压器绕组必须紧密耦合 以减 小漏感 从而降低开关管的关断电压尖峰 这增大了变压器绕制工艺的要求以 及对所用功率器件电压定额的要求 丌关管承受两倍的输入电压 推挽变换器 通常用于中大功率场合 1 3 4 半桥变换器 电路拓扑如图1 2 d 所示 半桥变换器相当于两个正激变换器的另一种 组合 铁芯双向磁化 利用率高 且不存在偏磁 功率管上最大电压只有f f 推挽谐振变换器研究 而推挽和正激变换器中开关管上攮大电压为2 所以半桥变换器开关管电压 应力低 但变压器原边在导通时只有一半电源电压 不适合低输入电压场合 因此半桥变换器通常用于高输入 乜压中功率场合 如采用电流控制技术则仃仃 输入电容不容易均压的问题 1 35 全桥变换器 电路拓扑如图1 2 e 所示 全桥变换器铁芯双向磁化 利用率高 易采 用软开关工作方式 功率管承受电源电压 电压应力低 系统稳定 抗高频j r 扰能力强 但全桥变换器功率器件较多 控制及驱动较复杂 并且变压器铁 存在直流偏磁现象 桥臂存在直通危险 全桥变换器比较适合大功率场合 1 3 6 双管正激变换器 电路拓扑如图1 2 f 所示 双管正激变换器电路结构简洁 通过两个一二 极管来提供励磁电流回路 实现铁芯磁复位 去除了复杂的磁复位电路 励磁 能量回馈给电源 减小了损耗 开关管只承受输入电源电压 电压应力低 但 为了保证可靠的磁复位 占空比只能小于0 5 变压器工作于磁化曲线的第一象 限 铁芯利用率低 同时在相同条件下与全桥变换器相比 输出滤波电感的体 积也较大 双管 f 激变换器适合于中大功率场合 137 双管反激变换器 电路拓扑如图1 2 g 所示 变压器起隔离和传递能量的作用 在开关管q 1 q 2 开通时变压器原边绕组存储能量 开关管关断时 原边绕组向副边释放能斌 同时 变压器原边漏感能量将通过d 1 d 2 返回给输入端 可以省去r o d 漏感尖 峰吸收电路 因而功率器件可选择较低的耐压值 功率等级也会很大 由于在 反激开始时 存储在原边漏感的能量会经d 1 d 反馈回输入端 故系统能量损 失小 效率高 在轻载时 如果在 开通 周期存储在变压器原边绕组的能鳖 过多 那么在 关断 周期会将过多的能量反馈到输入端 138 不对称半桥变换器 电路拓扑如图1 2 h 所示 电路的两个开关管交替导通 而且有 定的 死区时间 当上管q 1 丌通时 原边向副边传输能量 同时电容c 储存能量 j 南京航空航天火学学位论文 q 2 导通时 储存在电容c 上的能量向副边传输 电容c 和变压器原边漏感谐振 可使上下管都实现零电压开通 该电路特点 结构简单 在不增加辅助元件的 基础上可以实现较大范围内的零电压开通 效率高 电路运用p w m 控制方法 电路控制简单 存在缺点 不适用于大功率应用场合 变压器制作要求高 侗 磁现象比较严重 1 3 9 推挽正激变换器 电路拓扑如图1 2 i 所示 推挽正激变换器与推挽变换器相比在变压揣 原边的同名端间增加了电容c 两个初级绕组彤 有相同的匝数 d d 避 场效应功率晶体管的体二极管 副边采用全波整流结构 输入电源 电容c 玎 关管q l 和q 组成一个回路 电容c 的电压t 等于输入电压 该回路满足等式 1 v 女2 2 v o 因为开关管两端电压 2 0 若电压反偏 则体5 2 极管 导通 电压被钳位在零 所以丌关管两端电压的最大值为两倍的输入电压 推 挽正激电路集中了正激电路和推挽电路的优点 同时克服了二种电路的缺点 具有 a 抑制变压器的铁芯偏磁 b 变压器磁芯双向磁化 c 抑制开关管两 端的关断电压尖峰等优点 推挽正激变换器的效率高于推挽变换器 在低压大 电流应用场合具有一定的优势 1 4 本文的研究内容 本课题为2 8 v 输入模板化航空静止变流器直流环节的研究 为了提高模板 化航空静止变流器整体性能 前级直流环节必须选择合适的电路拓扑 以提高 直流环节的效率 减小体积 本文研究的主要内容如下 1 为了满足级联型航空静止变流器原理验证的要求 我们首先采用成熟的技 术 前级选用推挽变换器拓扑 进行了仿真研究 得出推挽变换器的性能特 点 以资比较 2 为了克服推挽电路的缺点 进 一步提高直流变换器的效率 研究了z v c 5 摊 挽谐振电路 仿真研究和实验结果验证了z v c s 推挽谐振电路的优点 实现 了直流变换器的高效率 推挽谐振变换器研究 3 进一步研究了一种在输入电压变化范围较大时仍能稳压输出的z v s 推挽谐 振变换器 详细分析了它的工作原理和控制方法 通过仿真分析了它的优点 和缺点 在此基础上制作了3 0 0 w 的原理样机 实验结果验证了方案的正确 性 4 通过对三种电路方案的比较 确定了z v s 推挽谐振变换器电路为模板化航j j 静止变流器直流环节的优选方案之一 南京航空航犬火学学位论文 第二章推挽变换器研究 推挽变换器结构简单 技术成熟 适合于低电压输入中大功率场合 奉算 列推挽变换器进行了简单的分析 并运用电路仿真得出具体结果 21 推挽变换器 2 1 1 工作原理 推挽变换器电路拓扑如图2 1 所示 电路中的两个开关管q 1 q 接在带有 中心抽头的变压器初级线圈两端 此电路可以看成完全对称的两个单端币激变 换器组合而成 d d 为副边整流二极管 l c 为输出滤波电感和滤波电容 r y 厂 6 一下蚪 t ll 厂 恢l 恢1 善 七寺8 妻v 十丁辜 施 乙卫jl l 一一 一h jl 一 l 一一一 幽2 1推挽变换器电路拓扑 在分析之前 作如下假定 所有功率管 二极管均为理想元件 电容 电感均为理想元件 d 输出电容足够大 c o r 可以看成一个电压源 电路已经进入稳态 推挽谐振变换器研究 a 模态1 b 模态2 强e c c 模态3 圈2 2推挽电路模态 d 模态4 厂矗 2 il 2 矿 m t 尹t 厂一 一 tj i 一 一一一 一一一一一一一一一一 一一一一一一一一一 n j 矿o 陶23 推挽变换器主要波形 娩 t l p 南京航空航犬人学学位论文 推挽变换器的模态如图2 2 所示 其主要波形如图2 3 所示 q 导通时 输入电压加在变压器原边上端绕组 q 承受两倍的输入电压 变压器副边上端 绕组电压为 整流二极管d 1 导通 此期间电源向负载提供能量 q 关断 q 仍未导通 整流管d 中电流逐渐减小 d 中电流逐渐增大 直到两管中电流荆l 等 忽略变压器激磁电流 此时变压器可以看作被短路 两刀 关管承受l u 源j i l 压 输出功率由输出电容提供 q 导通 9 关断时 输入电压加在变压器原边 f 端绕组上 q 1 承受两倍的输入电压 变压器副边下端绕组电压为h k 整流二 极管d 导通 此期间电源向负载提供能量 q 关断 g 仍未导通 整流管d i l 电流逐渐减小 d 1 中电流逐渐增大 直到两管中电流相等 忽略变压器激磁1 1 i 流 此时变压器可以看作被短路 两开关管承受电源电压 输出功率由输出i l 容提供 2 1 2 基本关系 1 电压传输比 输出电压与输入电压的关系为 f 0 2 r i d 2 1 d 为单管导通占空比 本文中出现的占空比都是指单管导通占空比 一为 变压器匝比 n 2 丌关管的电压电流应力 当开关管关断时 开关管上的稳态最高电压是2 当开关管导通时流过丌 关管的电流是经变压器变换后的负载电流 其有效值为 i n l q d 2 2 3 副边整流管的电压电流应力 对于副边全波整流结构 副边整流二极管的电压应力是变压器副边单绕组 电压的两倍 即2 n k 流过整流管电流的有效值为 i i m 一 囊五 2 2 推挽变换器的参数设计 推挽变换器的技术指标如下 2 3 推挽谐振变换器研究 输入电压 1 8 3 2 v 直流输入 输出电压 4 8 v直流输出 功率 3 0 0 w 开关频率 l o o k h z 纹波 r 3 6 3 7 模念3 屯 一 本模态类似模态 q 2 零电压导通 向剐边传输能毓 if 电压箝位为2 模态4 t 一t 本模态类似模态2 3 1 2 基本关系 32 z v c s 推挽谐振变换器参数设计 32 1 功率变压器的设计 llj 占空比和变压器变比的确定 电路控制芯片选用s g 3 5 2 5 该芯片可以输出最大占空比d 为0 4 7 丌关频 率设计在5 0 k h z o 为使电路很好地实现z v c s 综合考虑取d 0 4 5 在输入电压为 2 4 v d c 时 为保证输出电压可以达到4 8 v 并考虑到功率管的通态电阻产生的压 降以及输出整流二极管的管压降 可取变压器变比 11 5 2 磁芯的选取 根据公式 跑 只 2 届 一k 二k j 1 0 8 选择变压器磁芯 一 圭苎妻量 参数的单位是 只一蟛p 2 扣f 舻 玩一强 d 对于铁氧体磁芯足 1 取e 0 3 选用高频铁氧体材料r k 8 d 其诂和 豢b 为5 o g s 瓯可以选定为三3 只 1 7 0 0 g so 考虑到输入电压为3 2 v 时 输出电以 整以利在所雎 吐u 期件入 周器输振损得 谐无可有为此固容故 的电 络 收 网 感吸振电所谐于蛆近由电 接 载常送负 非传被期全全周完完 作边量胁工副能 的向的 路量边 边到为时原送式 作 传系 工中边关器期原的换周为压变振认电谐以出 个可输 羔壁堂銮垫墨婴塞 一 将超过 6 0 v 功率将达到5 5 0 w 故只取5 5 0 n r 由公式 3 5 计算得 如 一 1 2 5 0 x 1 0 3x 1 7 0 0 x0 9 l x0 3 3 0 0 1 0 8 3 9 9 4 e e 5 5 结构的铁芯的有效磁芯截面积s 为0 5 4 c m 窗口面积q 为3 黜 l l s 7 1 3 5 6 3 9 9 4 符合要求 3 匝数的设计 对双向矩形脉冲的变压器有 面u 0 7 t n 8 选取原边单绕组为3 匝 3 2 1 0 x 1 0 8 2 17 0 0x3 5 4 2 6 匝 曩6 根据受比要求 副边单绕组匝数为 2 j h 3 x 1 1 5 6 6 匝 3 7 取副边绕组匝数为7 匝 即变压器的绕组匝数为3 3 7 4 绕组的设计 导线中流过交变电流时会产生集肤效应 即导线横截面上的电流分布不均 匀 使导线有效截面积减少 电阻增大 在高频工作时 必须加以考虑 当丌 关频率为5 0 k h z 时 穿透深度 一旷厂 厂 j l 一q 2 zx5 0 x 0 3x 4 z r x l 0 7 5 8 x 1 0 6 2 0 2 9 5 5 4 r a m a l l y5 0 x 1 0 1 05 8 1 0 6 3 v 7 l o 导线线径应小于穿透深度的两倍 首先计算原副边绕组电流有效值 当输入为3 2 v 输出最大功率时 不考虑t h 流过变压器副边 z 和滤波电感的电流纹波 则流过 的电流幅值等于流过电感 电流的平均值 考虑到 定的裕量 取流过变压器原副边电流的有效值i 分 别为3 0 a 和1 4 a 选取电流密度i 3 a m m2 则变压器原边截面积s 3 0 3 1 0 m m z 副边 截面积s z 1 4 3 47 m m 2 因此原边可以用0 3 3 4 m m 的铜箔 副边用 f 5 3 4 r a m 的铜箔 铜箔总厚度为 o 3 3 x2 0 1 5 x 7 28 5 t t t j e e 5 5 的窗口宽度为l o 1 脚1 能够绕下 南京航空航天人学学位论文 322 开关管的选取 开关管的最高电压应力是两倍的最高输入电压 即6 4 v 推挽谐振动变损器 由于实现了零电压导通和零电流关断 z v c s 所以变压器原边漏感的影n i j j z 4 火 在丌关管关断时产生的电压尖峰较小 丌关管的最大有效电流为3 0 a 可选耳义i r f p l 5 0 型号的m o s f e t 考虑到巾 路工作时通态损耗要小 故可选取i r f p l 5 0 n 型号的m o s f e t 32 3 副边整流管的选取 剐边整流二极管承受的最大电压应力为2 n p o 2 x7 3 3 2 1 4 9 v 考虑2 倍的裕量 可以选取耐压为4 0 0 v 的功率整流管 流过整流二极管的最大电流为为副边绕组的最大电流 即 1 4 a m u r l5 4 0 型号的功率二极管满足要求 3 24 谐振电感的设计 为进一步减小变换器体积 变换器电路采用变压器的副边漏感作为谐振电 感 由于变压器漏感过大导致变压器损耗变大 所以设计变压器时漏感不宜太 大 综合考虑取漏感小于5 且h 电感值的具体大小由变压器的制造结果决定 325 谐振电容的设计 谐振电容的设计根据变压器的副边漏感和电路谐振频率设计 为使电蹄史 现零电压开通和零电流关断 电路的工作角频率应略小于电路的固有谐振角频 率 即国 谐振电容由下式决定 c 一 3 9 三 一 326 滤波电容的设计 滤波电容的设计根据变换器的输出平均功率3 0 0 w 设计 在输出的直流电压 中 包含有高频纹波和很小的二次纹波成分 由于高频成分较多 必须选川胍 阻抗高频电解电容 选取主要依据是使输出纹波满足要求 实际电路中 滤波 电容采用1 0 0 0 f 6 3 v 的电解电容 3 2 7 控制电路 推挽谐振变换器研究 控制电路采用的控制芯片型号是s g 3 5 2 5 s g 3 5 2 5 是电压型控制芯片 s g 3 5 2 5 集成芯片有两路p w m 脉冲输出 两路信号的死区时间由电路中的电位器r 调节 该组 合式变换器的丌关频率以 5 0 k h z 则s g 3 5 2 5 集成芯片内部的振荡频率为 1 0 0 k h z h 由下式决定 f l 一 3 1 1 一 c t 0 7 r t 3 r d i 式中 c 3 3 n f r 7 4 1 9 女q r 1 0 0 q 在本电路中控制电路采用丌环控制 预先设定驱动信号的死区时间 由于 是丌环控制 所以在控制芯片的9 脚 即芯片的误差信号输出端 直接输入固 定的直流电压 以代替电路反馈电压 确保芯片输出固定占空比的驱动电压波 形 33z v c s 推挽变谐振换器的仿真分析 3 31z v o s 推挽谐振变换器仿真 为进一步验证电路的工作特性 为下一步的实验提供一定的帮助 运用 s a b e r 软件进行电路仿真 电路仿真模型如图3 4 电路仿真参数 m o s f e t 为 r i 15 0 n 输入电压2 4 v 谐振电感1 0 眉 谐振电容1 整流二极管为 m u r l 5 4 0 输出电容5 0 0 胪 负载电阻8 欧姆 变压器变比为5 1 1 m o s f e t 并 联电容为2 0 n f 母 jr j 一 乇出h 4 2王5z g 一l j 一 f 则需合理选择c 的大 小 为此利用s a b e r 软件进行仿真以确定功率管并联电容的合理数值 其仿真 波形见图3 1 0 推挽谐振变换器研究 图3 1 0功率管并联电窬仿真 在图中 1 是并联电容为6 0 n f 时的电容电压放电曲线 2 是并联电容为2 0 n f 时的电容电压曲线 3 是功率管驱动电压信号 从图中可以看出当功率管并联电 容为6 0 n f 时 电容放电时间过长 当驱动信号到来时尚未放电到零 此时功率 管无法实现零电压导通 z v s 当并联电容为2 0 n f 时 电路能较好地实现z v s 同时电容过小则d v d t 过大 故综合考虑 并联电容c 可取2 0 n f 3 4z v o s 推挽变谐振换器实验结果 鉴于该电路适于作直流变压器 具体电路试验时采用丌环控制 固定电路 的工作频率及占空比 实验样机设计额定功率为3 0 0 w 输入电压1 8 3 2 v 其 电路的具体参数为 m o s f e t 为i r f p l 5 0 n 副边整流管为y 2 0 i o d n 变压器原副 边匝比为3 7 谐振电感为变压器副边漏感 经测量为1 4 8 t h 偕振i 电容l 父 4 9 1f 电路工作频率为5 1 6 k h z 实验表明该电路很好地实现了零电压州 通 和零电流关断 最高效率可达9 6 变换器的电气原理图如图3 1 l 所示 l i i 一l ft c h 需4 l j 一 j 悟j 馨趟 r d l 蝥一产 韧一5 s 三 卜 厂器l 一 j 一 5 二 l 亨 h66 士 一赢 d 幽31 1 变换器电气原理蚓 南京航空航天人学学位论文 图3 1 2 为功率管的驱动波形及功率管的d s 两端电压波形 图3 1 3 为其波 形的局部放大 从图中可以清楚地看到 电路很好地实现了零电压导通 通道1 3 功率管的驱动电j 葡歧彤 通道2 4 功率管的漏源 b 压波形 图3 1 2 功率管漏源电压波形 通道l 功率管的驱动电棵浊 1 通道2 功率管的漏源屯雕波形 图3 1 3 功率管漏源电压波形局部 图3 1 4 为电路谐振电感电流 功率管驱动电压和功率管d s 两端电压波形 从图3 1 4 可以看出功率管很好地实现了零电压导通和零电流关断 实验波形和 理论分析相一致 通道1 功率管驱动l u 脉波形通道2 功率管漏源i 也雉波形 通道3 t 弁振i u 感1 b 流波形通道4 输 i 乜胩波形 幽3 1 4 功率管渊源电压干 谐振电感电流波形 推挽谐振变换器研究 图3 1 5 为样机直流变压器的变比一功率曲线 由图可见 输出电压随着输 入功率的变化而变化 但电压变化率较小 以2 4 v 输入为例 满载时电压降落 为7 57 2 3 0 爿2 2 5 一 制2 2 0 2 1 5 输出功率 w l 到31 5 变换器的功率一变比曲线 圈3 1 6 为样机的效率功率曲线 由于实现了z v c s 该变换器可以达到较 高的电能变换效率 9 6 褂9 4 糕9 2 9 0 8 8 1 0 02 0 03 0 04 0 05 0 0 6 0 0 输出功率 w 型3 6 变换器的功率一效率曲线 l 1 8 v 2 4 v 0 2 8 v 目3 2 7 南京航空航天人学学位论文 3 5 推挽谐振变换器的变频控制 由于推挽谐振变换器工作在谐振状态时 其副边谐振网络的固有谐振频率 为一固定值 所以欲利用其谐振电流到零来实现电路的零电流关断有一定的限 制 即电路的工作时间应稍大于谐振周期 故而在半个工作周期内 谐振网络 完成半个周期的谐振 副边电流可以达到零 通过变压器折射到原边的电流办 为零 此时关断功率管即为零电流关断 当输入电压变化时 根据谐振变换器 的特点 应该采用改变电路工作频率的方法来保持输出电压的稳定 即采用变 频调制 谐振变换器的调频控制有两种方法 一为电路工作在工作频率高于阎 有谐振频率情况 即上变频工作方式 二为工作在工作频率低于固有谐振频鹭置 即下变频工作方式 每种变频控制办有两种控制策略 即固定导通时删和固定 关断时间的方法 3 51 变频控制仿真 下面就电路工作在下变频工作方式下的两种控制方法进行仿真分析 l 蛳崭 仿真参数同图3 1 0 在图3 1 7 图3 2 0 的仿真波形中 从上至下分别为 黝i 也容电压 喈振电容电流 输出电压 功率管的驱动电压波形 功率管漏源阿 端的电压波形 图3 1 7 为电路工作频率略小于电路固有谐振频率时的仿真波形 输入1 乜j l i 为2 4 v 输出为4 8 v 电路实现了零电压导通和零电流关断 z v c s 挺兰 兰二二茎 之兰 乏j 二蕊 么三 兰 爿竺 p f 弋 l 三 多 o 刁生 兰 1 一 1 i 蒌 匡主重量茎主主三至茎1 删一j 一 二 f 一兰一i 二一量 l f 一 i 一 一 i 一j 竺 j l i 二 二 二 j m 到睦j 兰 f 一l 二三二f i 王二j 二震 j t 三二 f 一f 倒3i 7 厶时的仿真波形 推挽谐振变换器研究 图3 1 8 是电路工作频率小于固有谐振频率时的变频控制方案 采用固定b 通时间的方法 输入电压为3 2 v 输出电压4 8 v 从图中可以看出 电路 内功 率管可以实现零电流关断 但无法实现零电压导通 同时为了实现4 8 v 稳定输 出 电路的工作周期将变得很长 蕤兰兰 i 三羔 兰兰萎兰主二三羔二j 三羔 受兰量r 匠 一 二 一一 j 一一 u 二一 i 1 1 2 0 7 一 o l 4 0o 一一 一一 一 一 一 一j l 囊 二二 二量二 j 立 三 三 三二三二 j o1广 一 譬 1 麓陋二 二 二 二二e 二一二一二二一 二l 二 g掰oc 鬯茎兰雪醛兰i 二 巨兰主三习蕉 二刍生 图3 1 8 工 厂 时的仿真波形 渊定导通时间 图3 1 9 为是电路工作频率小于固有谐振频率时的变频控制方案 采用醐定 关断时间的方法 输入电压为3 2 v 输出电压4 8 v 从图中可以看出 虽然实现 了4 8 v 稳压输出 但电路无法实现零电压导通或零电流关断 也即是电路完全 工作在硬开关状态 1 爪二 二 一 二二j 二 习竺 匮三銮三薹至至要i 銮三季 吲f l 二二 一 二 f l 一一二 一 榉 貉兰 一 蔓兰兰 兰三 兰兰 童兰薹i 兰兰兰 习竺 i f 曩l 冀簟j 专i j l j j j j j 习三 蛐 j 1 7 r 一 裂 二二 二 i 二 二二i 劁31 9 f 即电路工作频率大于谐振回路的固有频率 由于电路工作频率高 于谐振频率 故由电感和电容组成的谐振回路呈感性 电路拓扑如图4 1 所示 r 镯c a 一i t i 与 兰 出 后面三个模态中 q 开通工作 电路的工作情况类似于前面的三个棋态 这里不再赘述 412 基本关系 1 电压传输比 从图4 2 可知 电路在f 一 时和在f 一f 时的工作状念对称 谐振电感l l 流和谐振电容电压的初始值分别为i l k k 因此在 一t 时 间内 如下关系式成立 i l 归 c s q t t 3 一型喘止鳖s i n h 4 1 5 厶 vl l c r f 二生 k i c o s 珊 0 一屯 z n ls i n m 一f3 二生 f 0 q 1n f 时 由式 4 1 5 4 1 6 可得 o f c o s o r 4 一型芝笙监s i n 0 4 i7 南京肮空航天人学学位论文 v 立 v o v c r 1 c o s o r r 3 4 z n ls i n o r f 3 一 三盖 v o k 4 1 8 n砟 式中f t 4 一r 3 由于r 1 3 l t 的持续时间很短 故可认为 7 1 12 f 3 4 4l 式中r 为电路的工作周期 将公式 4 8 4 9 代入 4 1 7 4 1 8 可得 堡 i n 叫3 4 二一v o c o s o r t 萨i n 茳 订 翌c s 竖一v 0 s 翻 c s 一v o 聆n 矿 卫 k n n 联立公式 4 1 9 4 2 0 4 2 1 可得 v o 卫 k 2 c o 姒 3 4s i n o t 4 2 一 十 2 s i n c o d 3 4s i n c o t 1 2 4 2 1 4 2 2 由式 4 6 4 1 5 按图4 3 的波形进行积分可求得平均电流j j 三丑 4 2 可l z7 由拍 2 3 碍 掣 42 4 由式 4 2 2 4 2 4 可得 旷 v o 卫 4 2 5 即为输出电压与输入电压的关系 2 功率管的电压电流应力 当功率管关断时 功率管上的稳态最高电压是2 当功率管导通时 流过 的最大电流是谐振电感电路经变压器折劓到原边的电流 其虽大值是 i o n i 4 2 6 3 副边整流管的电压电流应力 对于副边全波整流结构 副边整流二极管的电压应力是变压器剐边单绕州 推挽谐振变换器研究 电压的两倍 即2 n k p 流过整流管电流的最大值为 i i 4 1 3 零电压开关条件分析 由图4 3 中的谐振电流积分可得 斯 sin删 等 1 cos v1 cos v参jr0 手 s i 崛 出 半1了j1 x 0r jxj 由式i 4 2 8 可得 m z7 可二鬲k f 五r 丽 q2 7 4 2 8 4 2 9 将式 4 2 9 代入式 4 4 可得电路实现零电压导通的条件为 虻筝 盟盟导掣边 k t d 43 n 1k 删 从式中可知 如电路负载越小 即平均电流 越小 则功率管并联电容的 充放电时间越长 同理输入电压越高 充放电时间亦越长 因此为了使电路实 现零电压导通和稳定电压输出 电路工作时不能空载 应该带一定的小负载 的值根据实现软开关的最小负载要求而定 4 2z v s 推挽谐振变换器的参数设计 样机的技术指标如下 输入电压 1 8 3 2 v 直流输入 输出电压 4 8 v直流输出 功率 3 0 0 w 开关频率 4 5 k h z 纹波 2 4 2 2 满足要求 故可选择e e 4 2 b 型磁芯 3 匝数的设计 对双向矩形脉冲的变压器有 堡蔓 1 0 s 2 b 型 生 1 0 s 3 2 7 匝 4 2 2 1 7 0 0 1 7 8 选取原边单绕组为4 匝 根据变比要求 取副边单绕组匝数为1 2 匝 即变 压器的绕组匝数为 4 4 1 2 4 绕组的设计 导线中流过交变电流时会产生集肤效应 即导线横截面上的l f f a z k 前j 不均 匀 使导线有效截面积减少 电阻增大 在高频工作时 必须加以考虑 当丌 关频率为4 0 0 k h z 时 穿透深度 为 导 线线径应小于穿透深度的两倍 推挽谐振变换器研究 根据2 4 v 输入 输出额定功率设计导线线径 由 三 可得 此日 j 输入 j v l 包流为1 5 a 副边电流有效值为 62 5 a 选取电流密度 3 a m m 2 则s 1 5 3 5 q t r j l2 s 2 6 2 5 3 2 0 8 m m 二 因此原边可以用0 2 2 8 m m 的铜箔 副边用0 1 2 8 m m 的铜箔 铜箔总厚度为 0 1 1 2 o2 4 2 2 8 r a m e e 4 2 b 的窗口宽度为8 7 5 m m 能够绕下 4 2 2 开关管的选取 丌关管的最高电压应力是两倍的最高输入电压 即6 4 v 推挽谐振动变换器 由于实现了零电压导通 z v s 所以变压器原边漏感的影响不大 在丁 关管关 断时产生的电压尖峰较小 丌关管的最大有效电流为2 0 a 考虑到2 倍的裕量 可选取i r f p 2 5 0 型号的 m o s f e t 4 23 副边整流管的选取 副边整流二二极管承受的最大电压应力为2 n v 2 x3 3 2 1 9 2 v 考虑2 倍 的裕量 可以选取耐压为4 0 0 v 趔塑塑一一 一 一 一 流过整流二极管的平均电流为6 2 5 a 考虑2 倍的裕量取 1 2 5 a m u r t 5 4 0 型号的功率二极管满足要求 4 2 4 谐振电感的设计 1 电感值的确定 谐振电感的设计根据变换器的输出电压来确定 谐振电感的大小既要考虑 到最小输入电压时能保证4 8 v 输出 又要考虑到高输入电压时电路的工作频率 不致变化过大 据此综合考虑 可以选取谐振电感值为4 0 i 眉 2 铁芯的选择 选用高频铁氧体材料r 2 k b d 制成的e 1 3 3 铁芯 其饱和磁密为5 1 0 0 g s s c d 1 3 9 7 1 2 6 1 m m q b c e 2 35 9 7 1 x 1 3 1 7 9 4 m m 2 初选气隙j l m m 则 南京航空航天火学学位论文 n 旦 f 4 0 1 0 1 1 0 一1 5 9 4 34n 2 面2 i 4 z x l 0 7x 1 2 6 1 1 0 6 s4 z1 0 1 2 610 一 o 选取n 1 6 匝 此时 t sn 2 j 一 1 0 1 4 m m 满载时 伽 妄 f 9 a 毗 b 些 0 1 7 8 4 r 3 导线的选取 考虑到集肤效应 线径应小于两倍穿透深度0 2 0 9 m m 电感中电流的有效值可以近似看作负载电流 即l5 争26 2 5 4 取电流密 度 3 a m 川2 故s 6 2 5 2 0 8 埘2 n 采no 1 5 1 6 r a m 的铜箔绕制 校核窗口面积 k 一型 堑 0 3 5 0 5 2 3 5 9 l 可以绕得下 42 5 谐振电容的设计 谐振电容的大小根据谐振网络的频率和谐振电感的大小来确定 由公式 c 与 4 3 5 可以计算出谐振电容的大小 在本电路中 谐振电感l 4 0 p h 谐振网络频率 2 z 4 5 1 03 由公式可算得谐振电容c r 0 3 41 6 滤波电容的设计 滤波电容的设计根据变换器的输出平均功率3 0 0 w 设计 在输出的直流申i 爪 中 包含有高频纹波和很小的二次纹波成分 由于高频成分较多 必须选川低 e j l 抗高频电解电容 实际电路中 滤波电容采用1 0 0 c i 扩 6 3 v 的电解电容 推挽谐振变换器研究 4 3z v s 推挽谐振变换器的辅助电路 431 辅助电源 要保证整个控制电路的正常工作必须要有稳定的高质量的辅助电源 由于 输入电源的电压为1 8 3 2 v 而控制芯片的工作电压为1 5 v 所以无法直接用输 入电源给控制芯片供电 为此需一b u c k 变换器 将输入电源的电压由1 8 3 2 v 变为1 5 v 作为控制芯片的供电电源 此变换器可用l t l 0 7 6 l 芯片和相应的外 闭电路来实现 具体电路原理框图如图4 4 所示 l r r r r 士一李c 2 c l 三 1 0 7 6 二 f 厂 g n d圪 r 2 孛二 二p f n 荸 l l j 图4 4辅助 也源电路 l t l 0 7 6 为电源集成模块 具有5 个引脚 其内部集成了电源丌关 振荡器 控制电路以及所有的电流限制比较器 采用集成芯片l t l 0 7 6 作为功率器件 姐 要很少的外围器件就能构成b u c k b o o s t 年u b u c k b o o s t 变换器 电路比较简洁 辅助电源由l t l 0 7 6 以及外围电路构成 工作时r 1 和r 2 将 1 5 v 输出电压分压 后反馈到l t l 0 7 6 的只端 和内部的基准电压 2 2 l v 比较 比较后输出的误差信 号控制芯片振荡器的工作频率 从而改变输出电压的大小 集成模块通过内部 的闭环调节系统 稳定输出电压 4 32 保护电路 为使电路稳定工作 当输入电压 电流和输出电压变化过大时应采取定 的措施切断电路以保护电路不受损坏 保护电