第11题 双向DC-DC变换器.doc

摘要本系统基于双向同步整流原理，主电路在拓扑结构上整合Buck和Boost两种电路，配合MOS管驱动电路、电流检测电路、辅助电源电路以及输出过流保护电路，使该DC/DC变换器实现能量的双向流通。系统由STM32F103ZET6单片机控制电流的步进可调，同时控制PWM波产生相应恒定电压值，使用TI的MOS管CSD19535代替续流二极管，大大提高了系统效率。本系统在充电模式可达到98%的转换效率，放电模式达到98%的转换效率，电流检测电路使用TI高精度检流芯片INA282，恒定输出的电流精度稳定在1.5%以内，电压精度稳定在1%以内，同时在LCD上显示所处状态，符合基本要求与发挥部分的参数要求。本设计创新点在于将电池充电过程分为三个阶段，通过显示屏实时显示电池所处的充电状态。关键词 DC/DC电路 同步整流 STM32目录1 方案论证11.1 方案描述11.2 方案比较与选择11.2.1 主控器方案比较与选择11.2.2 显示屏方案比较与选择21.2.3 电流检测方案比较与选择21.2.4 PWM生成方式比较与选择21.2.5 驱动电路方案比较与选择22 电路与程序设计32.1 双向DC/DC主回路与器件32.2 测量控制电路、控制程序32.2.1 测量控制电路32.2.2 控制算法32.2.3 主程序设计43 理论分析与计算53.1 主回路主要器件参数选择及计算53.1.1 MOS管驱动芯片IR211053.1.2 电流检测芯片INA28253.1.3 功率管选择CSD1953563.1.4 电感参数计算63.2 控制方法与参数计算63.3 提高效率的方法74 测试方案与测试结果（见附件）74.3 测试结果分析75 结束语86 参考文献81 方案论证1.1 方案描述本设计采用双向同步整流电路，单片机控制输出两路PWM波经过IR2110驱动高端PMOS管或低端NMOS管。通过控制PWM的占空比来控制两个MOS管的导通和关断。当高端MOS管导通时，低端断开；同理，当低端MOS管导通时，高端MOS管断开，从而实现同步整流，方案总体描述框图1所示：图1 方案总体描述框图1.2 方案比较与选择1.2.1 主控器方案比较与选择方案一：采用通用的51系列单片机。核心控制部件使用89C51时，为达到设计精度的要求，外围电路使得整个系统硬件电路变得复杂,并且传统的51单片机没有PCA定时器，获得两路PWM较复杂，使得系统的性价比偏低。方案二：采用MSP430G2553为主控制器，带内部基准、采样与保持以及自动扫描功能的10位200-ksps模数转换器，时钟频率为32kHz, 但引脚相对较少，无法满足要求。方案三：采用STM32单片机为主控制器，具有72MHz的CPU工作频率，且自带有3个12位模数转换器(多达21个输入通道)，转换时间仅为1s, 2通道12位D/A转换器。含有多达112个多功能双向的I/O口，所有I/O口可以映像到16个外部中断。经比较，故采用方案三，使用STM32单片机为主控制器。1.2.2 显示屏方案比较与选择方案一：采用Nokia 5110显示屏，可以显示15个汉字、30个字符，仅四根I/O线即可驱动，工作速度快；体积很小，质量轻；工作电压3.3V，正常显示时工作电流200uA以下，功耗极低；具有掉电模式，适合电池供电的便携式移动设备。方案二：采用12864显示屏，可显示汉字及图形，内置8192个中文汉字（16X16点阵）、128个字符（8X16点阵），可与CPU直接连接，提供两种界面来连接MCU：8-位并行及串行两种连接方式，但12864重量较大，屏幕可显示的容量较小。方案三：采用TFT液晶屏，高速度、高亮度、高对比度显示屏幕信息，是目前最好的LCD彩色显示设备之一，其效果接近CRT显示器，但功耗较大，成本较高。第1页，共8页从低功耗角度考虑，采用方案一作为显示屏的方案。1.2.3 电流检测方案比较与选择方案一：采用AD620运放，将检流电阻两端的电压进行隔离放大，AD620可以实现1到1000的增益，增益范围大且可通过电阻改变放大倍数。但是，由于外接电阻的精度问题，增益不能准确确定，且AD620的共模抑制比较小。方案二：采用高精度检流芯片INA282进行电流检测，INA282的增益为50倍，共模抑制比比较高，只需外接20毫欧电阻便可完成测量并且非常准确。此外，INA282共模范围为-1480V。利用INA282实现检流功能，电路简单，能耗较小。图2 INA282检流电路经比较，从电路连接上以及精度方面考虑，采取方案二为电流检测方案。1.2.4 PWM生成方式比较与选择方案一：采用硬件生成方式，利用NE555产生PWM波形。因为电容器C1开始放电。使得第3接脚到高电位。当第3接脚到高电位时，电容器C1开始通过R1和对二极管D2充电。当在C1的电压到达+V的2/3时启动接脚6，电容器C1起动通过R1和D1的放电。当在C1的电压下跌到+V的1/3以下，因此它与0.01uF电容器相接充电和放电电阻总和是相同的，因此输出信号的周期是恒定的，工作区间仅随R1做变化。PWM信号的整体频率在这电路上取决于R1和C1的数值：方案二：采用单片机输出方式，STM32中存在高级定时器TIM1和TIM8可以同时产生多达7路的PWM输出，使用三个寄存器：捕获/比较模式寄存器（TIMx_CCMR1/2）、捕获/比较使能寄存器（TIMx_CCER）、捕获/比较寄存器（TIMx_CCR14），无需外部电路且输出精确，不产生过多功耗。经比较，采用方案二作为PWM输出方式。1.2.5 驱动电路方案比较与选择方案一：采用三极管高侧驱动PMOS，74HC573来驱动低侧NMOS管。图为PMOS管驱动电路驱动高端MOS管，R2和R3提供了PWM电压基准，通过改变这个基准，可以让电路工作在PWM信号波形比较陡直的位置。Q2和Q3用来提供驱动电流，由于导通的时候，Q3和Q4相对Vh和GND最低都只有一个Vce的压降，这个压降通常只有0.3V左右，大大低于0.7V的Vce。第2页，共8页最后，R1提供了对Q2和Q3的基极电流限制。由于PMOS管栅极电压为高时电压MOS管关断，因此，驱动电路将PWM电压反向。NMOS管为低端MOS管，驱动低测接地即可，因此采用74HC573来驱动低测NMOS管。分立元件存在一定的误差，外部电路复杂，增加了系统的重量及调试难度，且功耗较专用驱动芯片较大。 图3高侧分立元件驱动 图4 低侧74HC573驱动方案二：采用集成芯片IR2110，它兼有光耦隔离（体积小）和电磁隔离（速度快）的优点，是中小功率变换装置中驱动器件的首选芯片。由IR2110直接驱动高低侧电路，IR2110采用HVIC和闩锁抗干扰CMOS制造工艺，具有独立的低端和高端输入通道。图5 IR2110应用电路经比较，使用专用芯片外部结构简单，减小系统复杂度及重量，单片机可直接输出PWM驱动芯片，故采用方案二作为驱动电路方案。2 电路与程序设计2.1 双向DC/DC主回路与器件如图7所示，电路中有两个MOS管，其中Q1位PMOS，Q2为NMOS,通过控制MOS管的关断来实现BUCK和BOOST电路。在电路为充电模式时，MOS管Q2相当于BUCK电路的续流二极管，通过控制MOS管Q1的开断来实现BUCK电路，当Q1导通时，Q2关断，实现充电。在电路为放电模式时，MOS管Q1相当于BOOST电路的续流二极管，通过控制MOS管Q2的开断来实现BOOST电路，当Q2导通时，Q2关断，实现放电。第3页，共8页图6双向同步整流电路原理图两个MOS管不会同时导通，当一个导通时，另一个一定关断。此处在程序中设置了MOS管开断的死区时间，要等一个MOS管完全关断时另一个才能导通，避免了两个全部导通时电流过大导致元件损坏。死区时间的长短会影响电路效率，死区时间越长，效率越低，MOS管的关断时间约为250ns，这里设置死区时间为关断时间的两倍500ns。上图中电阻R1和R2用来分压，由于单片机的AD采样电压，最大为3.3V，因此，需要将U2进行分压。电阻R1和R2使用0.01欧的精密检流电阻，根据输出电流为2A的要求可算得，输出至单片机的电压为2V，电压合理。2.2 测量控制电路、控制程序2.2.1 测量控制电路此电路模块实现对降压电路（充电电路）输出电流的恒流控制以及对升压电路（放电电路）输出电压的恒压控制。恒流控制通过IN282检流芯片实现，通过对精密小电阻电压采样送给单片机A/D，根据PID控制算法，实现对电流的恒定输出。恒压控制通过电阻的分压：由于单片机最高采样电压为3.3V，根据U2=30V恒定，本设计采用9:1电阻并联至U2进行分压，将3V电压送给单片机。为实现并联电阻不影响单片机的输出电压U2，且电路中电阻为5、30，故分压电阻R1、R2分别使用90k、10k。将10k电压值送给单片机A/D，同样采用PID算法实现电压的恒定输出。2.2.2 控制算法本设计为实现在恒流、恒压要求下可精确控制，提高系统的精度，采用PID算法；单片机输出PWM法控制输出电压。PID算法是在过程控制中，按偏差的比例（P）、积分（I）和微分（D）进行控制的PID控制器,是应用最为广泛的一种自动控制器。PID控制器具有提高系统稳定性能的优点，多提供一个负实零点，在提高系统性能方面具有更大的优越性。对系统进行恒流、恒压控制时，对IN282的小电阻电压进行采样，输入单片机AD，通过PID控制，调节式中参数Kp，Ti，的值，使电流、电压稳定在定值。PWM算法可实现不同的占空比，互补PWM反向，来控制高低两侧MOSFET管的通断实现升降压。控制双路带死区，由于MOS管不可瞬间完成开启和关闭，需要一定时间完成，因此需要死区。插入一段两个都不导通的时间，防止管子无法承受。由于MOSFET管IRF540关断时间（Turn-on delay time=60ns，Turn-off delay time=50ns）55ns，故取死区时间0.11s。图左为单片机输出的两路PWM信号，图右为MOS管驱动输出的两路驱动PWM，如图可明显看出0.11s的死区时间。 第4页，共8页图 7 互补带死区PWM波形 图8 MOSFET栅源电压波形2.2.3 主程序设计3 理论分析与计算3.1 主回路主要器件参数选择及计算 3.1.1 MOS管驱动芯片IR2110IR2110为直接驱动高低侧电路的集成芯片，悬浮电源采用自举电路，其高端工作电压可达500V，dv/dt=50V/ns，15V下静态功耗仅116mW，功耗极低；输出的电源端（脚3,即功率器件的栅极驱动电压）电压范围1020V；工作频率高，可达500kHz；开通、关断延迟小，分别为120ns和94ns；图腾柱输出峰值电流为2A。3.1.2 电流检测芯片INA282采用高精度检流芯片INA282进行电流检测，INA282的增益为50倍，共模抑制比比较高，只需外接20m电阻便可完成测量并且非常准确。此外，INA282共模范围为-1480V。利用INA282实现检流功能，电路简单，能耗较小。单片机最高可输入信号的最大电压为3.3V，且降压电路输出电流最大为2A，故采用0.02电阻进行电流检测：第5页，共8页UR=0.022A=0.04VINA282增益为50倍，故输入单片机A/D采样电压：UAD=50UR=2V此时最大电压为2V，在单片机输入信号电压范围之内且大小适中。读取电阻两侧电压并将此值送入单片机A/D，通过PID调节控制电流的稳定输出。3.1.3 功率管选择CSD19535MOSFET的开关损耗主要是开通损耗，因为MOSFET开通时漏源结电容未完全放电；而IGBT得开关损耗主要为关断损耗，因为关断时存在电流拖尾现象。故在低压大电流工作场合下，如果不能实现零电流关断，则IGBT会有较大损耗，所以IGBT开关管不适合做低压侧开关管；利用MOSFET开关管，易于实现零关断，并且有很好的频率特性，有利于提高变换器的开关频率。CSD19535低的导通内阻,快速开关,低热敏电阻。导通电阻极小，为4m，VDS耐压可达100V,连续源极电流IF=28A，满足实验要求。3.1.4 电感参数计算根据输入电压和输出电压确定最大占空比，DMAXVO-VIVO100%=0.5电感计算利用：L2VI-VSD1-DIOf=236-0.080.50.5236000=250uH其中，VS为导通管压降，当电流最大为2A时，电压为0.08V。L可选用电感量为200500H且通过4.5A以上电流不会饱和的电感器。电感的设计包括磁芯材料、尺寸选择及绕组匝数计算、线径选用等。电路工作时重要的是避免电感饱和、温升过高。磁芯和线径的选择对电感性能和温升影响很大，材质好的磁芯如环形铁粉磁芯，承受峰值电流能力较强，EMI低。而选用线径大的导线绕制电感，能有效降低电感的温升。3.2 控制方法与参数计算 本设计为实现在恒流、恒压要求下可精确控制，提高系统的精度，采用PID控制算法；单片机输出PWM法控制输出电压。PID算法是在过程控制中，按偏差的比例（P）、积分（I）和微分（D）进行控制的PID控制器（亦称PID调节器）,是应用最为广泛的一种自动控制器。PID控制器具有提高系统稳定性能的优点，多提供一个负实零点，在提高系统性能方面具有更大的优越性。I部分发生在系统频率特性低频段，提高系统稳定性能；D发生在系统频率的中频段，改善系统动态性能。它结构简单，软硬件实现方便、快速，便于调节，有较好的控制效果并且对模型误差有较好的鲁棒性。第6页，共8页mt=Kpet+KpTi0tetdt+Kpde(t)dt对系统进行恒流、恒压控制时，对IN282的小电阻电压进行采样，输入单片机AD，通过PID控制，调节式中参数Kp，Ti，的值，使电流、电压稳定在定值。图9 PID控制框图PWM算法可实现不同的占空比，互补PWM反向，来控制高低两侧MOSFET管的通断实现升降压。控制双路带死区，由于MOS管不可瞬间完成开启和关闭，需要一定时间完成，因此需要死区。插入一段两个都不导通的时间，防止管子无法承受。MOSFET管IRF540关断时间，Turn-on delay time=60ns，Turn-off delay time=50ns：t=(Turn-on delay time)+(Turn-off delay time)2=55ns，故死区时间：TDead=2t=0.11s3.3 提高效率的方法DC/DC变换器的损耗主要为:功率开关管的损耗,输出端整流管的损耗。同步整流技术的关键则在于同步整流管的驱动控制上，不同的驱动方式对效率的影响是有很大差别的。本设计的驱动电路的选择IR2110驱动器，可同时驱动高低端电路，减少了高低侧分别驱动带来的电路复杂和功率的损耗。传统的二极管整流方式中，二极管正向导通压降大，极大影响工作效率，即使是肖特基二极管也无法满足要求。为解决此问题，本设计采用同步整流技术，通过使用导通电阻很低的MOSFET IRF540代替二极管整流，大幅度提高工作效率。为防止两个整流管同时导通，两个管子驱动信号加入一定的死区时间，在合理计算并保证安全的情况下尽量减小，同时选用大电感，使用更粗的铜线，减少磁损耗。精确计算所需电感L的值。在进行PCB布线时，尽量使布局紧凑，走线短并且直，在PCB的关键部位要配置适当的高频退耦电容，在PCB电源的输入端应接一个10F100 F的电解电容,在集成电路的电源引脚附近都应接一个0.01 pF左右的瓷片电容。4 测试方案与测试结果（见附件）4.3 测试结果分析由测试结果可以看出，本系统可以正常输出并且能够实现比要求更加高效的输出。第7页，共8页基本要求：U2=30V 条件下，实现对电池恒流充电。充电电流 I1在12A 范围内步进5mA可调，精度控制在2%以内；设定I1=2A，调整直流稳压电源输出电压，使U2 在2436V 范围内变化时， I1 的变化率在0.5%以内；设定I1=2A，在U2=30V 条件下，变换器的效率1（1