交直流课程设计(双闭环直流调速系统).doc

2012年度交直流调速课程设计 双闭环直流调速系统院 系： 专 业： 电气工程及其自动化 年 级： 学生姓名： 学 号： 指导教师： 摘 要为了提高直流调速系统的动静态性能指标，通常采用闭环控制系统（包括单闭环和多闭环系统）。直流电动机具有良好的起动、制动性能，宜于在大范围内平滑调速，在许多需要调速或快速正反向的电力拖动领域中得到了广泛的应用。从控制的角度来看，直流调速还是交流拖动系统的基础。该系统中设置了电流检测环节、电流调节器以及转速检测环节、转速调节器，构成了电流环和转速环，前者通过电流元件的反馈作用稳定电流，后者通过转速检测元件的反馈作用保持转速稳定，最终消除转速偏差，从而使系统达到调节电流和转速的目的。该系统起动时，转速外环饱和不起作用，电流内环起主要作用，调节起动电流保持最大值，使转速线性变化，迅速达到给定值；稳态运行时，转速负反馈外环起主要作用，使转速随转速给定电压的变化而变化，电流内环跟随转速外环调节电机的电枢电流以平衡负载电流关键词：双闭环；转速调节器；电流调节器；系统目 录第一章 转速、电流双闭环直流调速系统.41.1 转速电流双闭环直流调速系统的组成及其静特性.41.1.1 转速电流双闭环直流调速系统的组成.51.1.2双闭环直流调速系统的稳态结构框图和静特性.61.2 双闭环直流调速系统的数学模型和动态性能分析.81.2.1 双闭环直流调速系统的动态数学模型.81.2.2 双闭环调速系统的起动过程分析.91.2.3 动态抗扰性能分析.101.2.4 转速和电流两个调节器的作用.11第二章 直流调速系统的方案设计.122.1 设计技术指标要求.122.2 现行方案的讨论与比较.122.3 选择PWM控制系统的理由.132.4 采用转速电流双闭环的理由.142.4.1 单闭环直流调速系统.142.4.2 双闭环直流调速系统.142.5 双闭环调速系统主电路的数学模型.152.5.1 主电路及其化简.152.5.2 晶闸管触发和整流装置传函.162.6 调速系统主电路的设计.172.6.1 整流变压器的计算.172.6.2 晶闸管组件的计算与选择.182.6.3 主电路的过电压和过电流保护.182.6.4 平波电抗器的参数计算.192.7双闭环系统的电气原理图.20第三章 双闭环调速系统调节器的设计.233.1工程设计方法的基本思路.233.2 电流调节器的设计.233.2.1 电流环动态结构图的简化.233.2.2 确定电流环的时间常数.243.3电流调节器结构的选择.243.3.1 电流调节器参数的计算.253.3.2 校验近似条件.263.3.3 计算调节器电阻和电容.263.4 转速调节器的设计.273.4.1 电流环的等效闭环传递函数.273.4.2 转速环的动态结构图及其近似处理.273.4.3 转速调节器结构的选择.283.4.4 转速调解器参数的计算.28课程设计总结.33参考文献.34 第一章 转速、电流双闭环直流调速系统1.1 转速电流双闭环直流调速系统的组成及其静特性对于一个完整的系统而言，系统所要达到的性能指标、整个系统的综合性价比以及系统的运行稳定性、工作的可靠性等都是相当重要的，这就要求我们考虑问题要非常周全，能够考虑到各方面因素对整个系统运行所产生的影响。直流调速系统，传统上采用速度和电流的双闭环调速。这是从单闭环自动调速系统发展起来的。采用PI控制器的单闭环系统，虽然实现了转速的无静差调速，但因其结构中含有电流截止负反馈环节，限制了起制动的最大电流。加上电机反电势随着转速的上升而增加，使电流达到最大值之后迅速降下来。这样，电动机的转速也减小下来，使起动过程变慢，起动时间增长。为了提高生产率和加工质量，要求尽量缩短过渡过程时间。我们希望使电流在起动时始终保持在最大允许值上，电动机输出最大转矩，从而可使转速直线上升过渡过程时间大大缩短。另一方面，在一个调节器的情况下，输入端综合几个信号，各参数互相影响，调整也比较困难。为获得近似理想的起动过程，并克服几个信号在一处的综合的缺点，经研究与实践，出现了转速、电流双闭环调速系统。在单闭环直流调速系统中，电流截止负反馈环节是专门用来控制电流的，但它只能在超过临界电流值以后，靠强烈的负反馈作用限制电流的冲击，并不能很理想的控制电流的动态波形。带电流截止负反馈的单闭环直流调速系统起动电流和转速波形如图（1-1a）所示,起动电流突破以后，受电流负反馈的作用，电流只能再升高一点，经过某一最大值后，就降低下来，电机的电磁转矩也随之减小，因而加速过程必然拖长。 对于经常正反转运行的调速系统，尽量缩短起、制动过程的时间是提高生产率的重要因素。为此，在电机最大允许电流和转矩受限制的条件下，应该充分利用电机的过载能力，最好是在过渡过程中始终保持电流为允许的最大值，使电力拖动系统以最大的加速度起动，到达稳态转速时，立即让电流降下来，使转矩马上与负载相平衡，从而转入稳态运行。这样的理想起动过程波形示于图（1-1b）。这时，起动电流呈方形波，转速按线性增长。这是在最大电流（转矩）受限制时调速系统所能获得的最快的起动过程。实际上，由于主电路电感的作用，电流不可能突跳，图（1-1b）所示的理想波形只能得到近似的逼近，不可能准确实现。为了实现在允许条件下的最快起动，关键是要获得一段使电流保持为最大值的恒流过程。按照反馈控制规律，采用某个物理量的负反馈就可以保持该量基本不变，那么，采用电流负反馈应该能够得到近似的恒流过程。a）带电流截止负反馈的单闭环直流调速系统起动过程 b）理想的快速起动过程 图1-1 直流调速系统起动过程的电流和转速波形1.1.1 转速电流双闭环直流调速系统的组成 为了实现转速和电流两种负反馈分别起作用，可在系统中设置两个调节器，分别调节转速和电流，即分别引入转速负反馈和电流负反馈。二者之间实行嵌套（或称串级）联接,如图1-2所示。图中，把转速调节器的输出当作电流调节器的输入，再用电流调节器的输出去控制电力电子变换器UPE。从闭环结构上看，电流环在里面，称作内环；转速环在外边，称作外环。这就形成了转速、电流双闭环调速系统。图1-2 转速电流双闭环直流调速系统ASR转速调节器 ACR电流调节器 TG测速发电机TA电流互感器 UPE电力电子变换器转速给定电压 转速反馈电压电流给定电压 电流反馈电压为了获得良好的静动态性能，转速和电流两个调节器一般都采用PI调节器，这样构成的双闭环直流调速系统的电路原理图如上图2-3所示。 图中标出了两个调节器输入输出电压的实际极性，它们是按照电力电子变换器的控制电压为正电压的情况标出的，并考虑到运算放大器的倒相作用。图中还标出了两个调节器的输出都是带限幅作用的，转速调节器ASR的输出限幅电压决定了电流给定电压的最大值，电流调节器ACR的输出限幅电压限制了电力电子变换器的最大输出电压。图1-3 双闭环直流调速系统电路原理图1.1.2双闭环直流调速系统的稳态结构框图和静特性为了分析双闭环调速系统的静特性，必须先绘出它的稳态结构框图，如图1-4所示。它可以很方便地根据原理图（见图1-3）画出来，只要注意用带限幅的输出特性表示PI调节器就可以了。分析静特性的关键是掌握这样的PI调节器的稳态特征，一般存在两种状况：饱和输出达到限幅值，不饱和输出未达到限幅值。当调节器饱和时，输出为恒值，输入量的变化不再影响输出，除非有反向的输入信号使调节器退出饱和；换句话说，饱和的调节器暂时隔断了输入和输出间的联系，相当于使该调节环开环。当调节器不饱和时，PI的作用使输入偏差电压在稳态时总为零。图1-4 双闭环直流调速系统的稳态结构图a转速反馈系数; b 电流反馈系数 Ks a 1/CeU*nUcIdEnUd0Un+-ASR+U*i- R b ACR-UiUPE实际上，在正常运行时，电流调节器是不会达到饱和状态的。因此，对于静特性来说，只有转速调节器饱和与不饱和两种情况。转速调节器不饱和这时，两个调节器都不饱和，稳态时，它们的输入偏差电压都是零，因此 由第一个关系式可得 (1-1)从而得到图1-5所示静特性的CA段。与此同时，由于ASR不饱和，从上述第二个关系式可知。这就是说，CA段特性从理想空载状态的一直延续到，而一般都是大于额定电流的。这就是静特性的运行段，它是一条水平的特性。转速调节器饱和这时，ASR输出达到限幅值，转速外环呈开环状态，转速的变化对系统不再产生影响。双闭环系统变成一个电流无静差的单电流闭环调节系统。稳态时 (1-2)其中，最大电流是由设计者选定的，取决于电动机的容许过载能力和拖动系统允许的最大加速度。式(1-2)所描述的静特性对应于图1-5中的AB段，它是一条垂直的特性。这样的下垂特性只适合于的情况，因为如果，则，ASR将退出饱和状态。双闭环调速系统的静特性在负载电流小于时表现为转速无静差，这时，转速负反馈起主要调节作用。当负载电流达到时，对应于转速调节器的饱和输出，这时，电流调节器起主要调节作用，系统表现为电流无静差，得到过电流的自动保护。这就是采用了两个PI调节器分别形成内外两个闭环的效果。这样的静特性显然比带电流截止负反馈的单闭环系统静特性好。然而，实际上运算放大器的开环放大系数并不是无穷大。静特性的两段实际上都略有很小的静差，见图2-5中的虚线。总之，双闭环系统在突加给定信号的过渡过程中表现为恒值电流调节系统，在稳定和接近稳定运行中表现为无静差调速系统，发挥了转速和电流两个调节器的作用，获得了良好的静、动态品质。图1-5 双闭环直流调速系统的静特性1.2 双闭环直流调速系统的数学模型和动态性能分析1.2.1 双闭环直流调速系统的动态数学模型由双闭环控制的结构（见图1-6），即可绘制出双闭环直流调速系统的动态结构框图，如图3-1所示。图中和分别表示转速调节器和电流调节器的传递函数。为了引出电流反馈，在电动机的动态结构框图中必须把电枢电流显露出来。图1-6 双闭环直流调速系统的动态结构框图1.2.2 双闭环调速系统的起动过程分析我们知道设置双闭环控制的一个重要目的就是要获得接近于图1-7b) 所示的理想起动过程，因此在分析双闭环直流调速系统的动态性能时，有必要首先探讨它的起动过程。双闭环直流调速系统突加给定电压由静止状态起动时，转速和电流的动态过程如图1-7 所示。由于在起动过程中转速调节器ASR经历了不饱和、饱和、退饱和三种情况，整个动态过程就分成图中标明的I、三个阶段。第I阶段是电流上升的阶段（0） 突加给定电压 后，经过两个调节器的跟随作用,都跟着上升，当时，电机还不能转动。当后，电机开始起动，由于机电惯性作用，转速不会很快增长，因而转速调节器ASR的输入偏差电压的数值仍较大，其输出电压保持限幅值，强迫电枢电流迅速上升。直到，电流调节器很快就压制了的增长，标志着这一阶段的结束。在这一阶段中，ASR很快进入并保持饱和状态，而ACR一般不饱和。第阶段是恒流升速阶段（） 在这个阶段中，ASR始终是饱和的，转速环相当于开环，系统成为在恒值电流给定下的电流调节系统，基本上保持电流恒定，因而系统的加速度恒定，转速呈线性增长。与此同时，电动机的反电动势E也按线性增长见图1-7，对电流调节系统来说，E是一个线性渐增的扰动量，为了克服这个扰动，和也必须基本上按线性增长，才能保持恒定。当ACR采用PI调节器时，要使其输出量按线性增长，其输入偏差电压必须维持一定的恒值，也就是说，应略低于。 恒流升速阶段是起动过程中的主要阶段。第阶段是转速调节阶段（以后） 当转速上升到给定值时，转速调节器ASR的输入偏差减少到零，但其输出却由于积分作用还维持在限幅值，所以电动机仍在加速，使转速超调。转速超调后，ASR输入偏差电压变负，使它开始退出饱和状态，和很快下降。但是，只要仍大于负载电流，转速就继续上升。直到时，转矩，则dn/dt=0，转速n才到达峰值（t =时）。此后，电动机开始在负载的阻力下减速，与此相应，在时间内，直到稳定。如果调节器参数整定得不够好，也会有一段振荡过程。在最后的转速调节阶段内，ASR和ACR都不饱和，ASR起主导的转速调节作用，而ACR则力图使尽快地跟随其给定值，或者说，电流内环是一个电流随动子系统。图1-7 双闭环直流调速系统起动过程的转速和电流波形1.2.3 动态抗扰性能分析1抗负载扰动对于调速系统，最重要的动态性能是抗扰性能。主要是抗负载扰动和抗电网电压扰动的性能。图1-8 直流调速系统的动态抗负载扰动作用由动态结构图中可以看出，负载扰动作用在电流环之后，因此只能靠转速调节器ASR来产生抗负载扰动的作用。在设计ASR时，应要求有较好的抗扰性能指标。 2抗电网电压扰动由图1-9a）和1-9b）对比分析可知1）单闭环调速系统中，电网电压扰动的作用点离被调量较远，调节作用受到多个环节的延滞，因此单闭环调速系统抵抗电压扰动的性能要差一些。a） 单闭环系统b）双闭环系统2）双闭环系统中，由于增设了电流内环，电压波动可以通过电流反馈得到比较及时的调节，不必等它影响到转速以后才能反馈回来，抗扰性能大有改善。因此，在双闭环系统中，由电网电压波动引起的转速动态变化会比单闭环系统小得多。1.2.4 转速和电流两个调节器的作用综上所述，转速调节器和电流调节器在双闭环直流调速系统中的作用可分别归纳如下。1电流调节器作用1）作为内环的调节器，在转速外环的调节过程中，它的作用是使电流紧紧跟随其给定电压（即外环调节器的输出量）变化。2）对电网电压的波动起及时抗扰的作用。3）在转速动态过程中，保证获得电机允许的最大电流，从而加快动态过程。4）当电动机过载甚至堵转时，限制电枢电流的最大值，起快速的自动保护作用。一旦故障消失，系统立即自动恢复正常。这个作用对系统的可靠运行来说是十分重要的。2转速调节器作用1）转速调节器是调速系统的主导调节器，它使转速很快地跟随给定电压变化，稳态时可减小转速误差，如果采用PI调节器，则可实现无静差。2）对负载变化起抗扰作用。3）其输出限幅值决定电动机允许的最大电流。第二章 直流调速系统的方案设计2.1 设计技术指标要求直流他励电动机:功率PN60KW，额定电压UN=220V，额定电流IN=308A,磁极对数P=2，nN=1000r/min,励磁电压220V,电枢绕组电阻Ra=0.09,主电路总电阻R0.18，Ks=35，电磁时间常数TL=0.012s，机电时间常数Tm=0.12s，滤波时间常数Toi=0.0025s，Ton=0.015s，过载倍数1.1，电流给定最大值，速度给定最大值。系统的静、动态指标为：稳态无静差，调速范围D=10，电流超调量i%5%。2.2 现行方案的讨论与比较直流电动机的调速方法有三种：（1）调节电枢供电电压U。改变电枢电压主要是从额定电压往下降低电枢电压，从电动机额定转速向下变速，属恒转矩调速方法。对于要求在一定范围内无级平滑调速的系统来说，这种方法最好。变化遇到的时间常数较小，能快速响应，但是需要大容量可调直流电源。（2）改变电动机主磁通。改变磁通可以实现无级平滑调速，但只能减弱磁通进行调速（简称弱磁调速），从电机额定转速向上调速，属恒功率调速方法。变化时间遇到的时间常数同变化遇到的相比要大得多，响应速度较慢，但所需电源容量小。（3）改变电枢回路电阻R。在电动机电枢回路外串电阻进行调速的方法，设备简单，操作方便。但是只能进行有级调速，调速平滑性差，机械特性较软；空载时几乎没什么调速作用；还会在调速电阻上消耗大量电能。 改变电阻调速缺点很多，目前很少采用，仅在有些起重机、卷扬机及电车等调速性能要求不高或低速运转时间不长的传动系统中采用。弱磁调速范围不大，往往是和调压调速配合使用，在额定转速以上作小范围的升速。对于要求在一定范围内无级平滑调速的系统来说，以调节电枢供电电压的方式为最好。因此，自动控制的直流调速系统往往以调压调速为主速。改变电枢电压调速是直流调速系统采用的主要方法，调节电枢供电电压需要有专门的可控直流电源，常用的可控直流电源有以下三种：（1）旋转变流机组。用交流电动机和直流发电机组成机组，以获得可调的直流电压。（2）静止可控整流器。用静止的可控整流器，如汞弧整流器和晶闸管整流装置，产生可调的直流电压。（3）直流斩波器或脉宽调制变换器。用恒定直流电源或不可控整流电源供电，利用直流斩波或脉宽调制的方法产生可调的直流平均电压。2.3 选择PWM控制系统的理由脉宽调制器UPW采用美国硅通用公司（Silicon General）的第二代产品SG3525，这是一种性能优良，功能全、通用性强的单片集成PWM控制器。由于它简单、可靠及使用方便灵活，大大简化了脉宽调制器的设计及调试，故获得广泛使用。PWM系统在很多方面具有较大的优越性 ：1）PWM调速系统主电路线路简单，需用的功率器件少。2）开关频率高，电流容易连续，谐波少，电机损耗及发热都较小。3）低速性能好，稳速精度高，调速范围广，可达到1：10000左右。4）如果可以与快速响应的电动机配合，则系统频带宽，动态响应快，动态抗扰能力强。5）功率开关器件工作在开关状态，导通损耗小，当开关频率适当时，开关损耗也不大，因而装置效率较高。 6）直流电源采用不可控整流时，电网功率因数比相控整流器高。 变频调速很快为广大电动机用户所接受，成为了一种最受欢迎的调速方法，在一些中小容量的动态高性能系统中更是已经完全取代了其他调速方式。由此可见，变频调速是非常值得自动化工作者去研究的。在变频调速方式中，PWM调速方式尤为大家所重视，这是我们选取它作为研究对象的重要原因。2.4 采用转速电流双闭环的理由2.4.1 单闭环直流调速系统单闭环直流调速系统是指只有一个转速负反馈构成的闭环控制系统。在电动机轴上装一台测速发电机SF ,引出与转速成正比的电压Uf 与给定电压Ud 比较后,得偏差电压U ,经放大器FD ,产生触发装置CF 的控制电压Uk ,用以控制电动机的转速,如图2.1所示。放大器整流触发装置负载电压电动机 速度检测 图2.1 单闭环调速系统原理图2.4.2 双闭环直流调速系统该方案主要由给定环节、ASR、ACR、触发器和整流装置环节、速度检测环节以及电流检测环节组成。为了使转速负反馈和电流负反馈分别起作用，系统设置了电流调节器ACR和转速调节器ASR。电流调节器ACR和电流检测反馈回路构成了电流环；转速调节器ASR和转速检测反馈回路构成转速环，称为双闭环调速系统。因转速环包围电流环，故称电流环为内环，转速环为外环。在电路中，ASR和ACR串联，即把ASR的输出当做ACR的输入，再由ACR得输出去控制晶闸管整流器的触发器。为了获得良好的静、动态性能，转速和电流两个调节器一般都采用具有输入输出限幅功能的PI调节器，且转速和电流都采用负反馈闭环。该方案的原理框图如图2.2所示。电流检测整流触发装置ASRACR负载电压电动机速度检测 图2. 2 双闭环调速系统原理图同开环控制系统相比，闭环控制具有一系列优点。在反馈控制系统中，不管出于什么原因（外部扰动或系统内部变化），只要被控制量偏离规定值，就会产生相应的控制作用去消除偏差。因此，它具有抑制干扰的能力，对元件特性变化不敏感，并能改善系统的响应特性。由于闭环系统的这些优点因此选用闭环系统。单闭环速度反馈调速系统，采用PI控制器时，可以保证系统稳态速度误差为零。但是如果对系统的动态性能要求较高，如果要求快速起制动，突加负载动态速降小等，单闭环系统就难以满足要求。这主要是因为在单闭环系统中不能完全按照要求来控制动态过程的电流或转矩。另外，单闭环调速系统的动态抗干扰性较差，当电网电压波动时，必须待转速发生变化后，调节作用才能产生，因此动态误差较大。在要求较高的调速系统中，一般有两个基本要求：一是能够快速启动制动；二是能够快速克服负载、电网等干扰。通过分析发现，如果要求快速起动，必须使直流电动机在起动过程中输出最大的恒定允许电磁转矩，即最大的恒定允许电枢电流，当电枢电流保持最大允许值时，电动机以恒加速度升速至给定转速，然后电枢电流立即降至负载电流值。如果要求快速克服电网的干扰，必须对电枢电流进行调节。以上两点都涉及电枢电流的控制，所以自然考虑到将电枢电流也作为被控量，组成转速、电流双闭环调速系统。2.5 双闭环调速系统主电路的数学模型2.5.1 主电路及其化简图2-3 主电路的原理图及化简a) 三相桥式整流电路的主电路b)等效电路c)化简后的等效电路其中： Rb变压器两相绕阻的等效内阻 Ra变压器两相绕阻漏抗引起换向压降所对应的电阻 Rn两个可控硅原件的正相等效电阻 Rp平波电抗器等效电阻 Rd电动机电枢等效内阻 Lb变压器两相绕阻的漏感 Lp平波电抗器电感 Ld电动机电枢绕阻电感 Ud0=2.34U2COS理想空载整流电压 E=Ce*n直流电动机电势 RN=Rb+Ra+Rn整流装置内阻 RS =Rp+Rd电动机电枢电阻 R=RN+RS主电路总电阻 L=Lb+Lp+Ld主电路总电感2.5.2 晶闸管触发和整流装置传函2.5.2.1 失控时间 以单相全波纯电阻负载整流电路为例来讨论滞后时间的大小。假设在t1时刻某一对晶闸管触发导通，控制角为1；如果控制电压Vct在t2时刻发生变化，但由于晶闸管已经导通，Vct的改变对它已不起作用，平均整流电压Vdo1并不会立即产生反应，必须等到t3时刻该组件关断以后，触发脉冲才有可能控制另外一 对晶闸管。设Vct2对应的控制角为2，则另一对晶闸管在t4时刻才导通，平均整流电压变成Vd02。假设平均整流电压是在自然换相点变化的，则从Vct发生变化到Vd0发生变化之间的时间Ts便是失控时间。本设计采用三相桥式整流电路，平均失控时间Ts =1.67(ms)，实际取1.7(ms)2.5.2.2晶闸管触发和整流装置的传函 用单位阶跃函数来表示滞后，则晶闸管触发和整流装置的输入输出为 Ud0=KsUct1(t-Ts)按拉氏变换的位移定理,则传递函数为 考虑到Ts很小,忽略其高次项,则晶闸管触发和整流装置的传递函数可近似成一阶惯性环节 式中 Ks=触发和整流装置的放大倍数； Ts= 触发和整流装置的平均失控时间。工程近似条件 c1/3Ts 2.6 调速系统主电路的设计在理解了双闭环调速系统主电路的数学模型和工作原理之后，可以计算出各个组成部分的选用型号及取值。这一部分已有成熟理论，所以本文在此处只是简要的给予部分计算过程。本设计重点和难点在系统中的两个调节器。2.6.1 整流变压器的计算2.6.1.1 整流变压器的次级相电压的有效值U22.6.1.2 变压器初级电流、电压和次级电流、电压的有效值变压器接成/ Y 形，可以得到零线，同时滤除三次谐波。（1） 次级线电压： U线 = 1.732U2 = 234（V）（2） 次级相电流： I2 = 0.816Id = 12.7（A）（3） 初级线电压： U1线 = U1相 =380（V）（4） 初级相电流： I1相 = (U2相/U1相)I2 = 4.5（A）（5） 变压器的变比： K = U1相 /U2相 = 2.82.6.1.3 变压器的容量S(视在功率) (1) 初级容量(损耗为5%)S1 = 3 U1 I1(1+5%)= 5.39(KVA) (2) 次级容量 S2 = 3U2I2 = 5.14(KVA) (3) 变压器容量 S = ( S1+ S2)/2 = 5.23(KVA) 取 S = 5(KVA)2.6.2 晶闸管组件的计算与选择2.6.2.1 SCR的额定电流IT = (1.5-2)KF Id /1.57KB = 12.9-17.2(A)取IT =20(A)2.4.2.2 SCR的额定电压:UKED = (2-3)ULMAX = 661.4-992.1(V)取UKED =1000(V)式中 ULMAX = 330.7(V)次级线电压最大值所以可选 KP20-10 SCR 6只检验 电压裕量: KV = (URED+100)/U2 =3.35 2 符合要求2.6.3 主电路的过电压和过电流保护2.6.3.1 过电压保护（1） 交流侧过电压保护:用压敏二极管抑制事故过电压压敏电阻的标称电压：U1MA1.331.414UB =1.331.414234 =440.1(V)通流容量: IPM110KFU2L/U1MAI200.95=1100.52.340.2540.95/440.1=7.95(A)选用MY31-440V/500A的压敏电阻,其残压比 2UD = 2220 = 440(V)取 UC = 630(V)B. 电阻R的参数:R = UD(KV-1) / KIID =220(2-1)/0.515.6 = 28()取 R = 30PR PD/800 = 2.8103/800 = 3.7(W)取 PR = 10W所以选定CD = 4F/630V, RB = 30/10W2.6.3.2 过电流保护每个桥臂串个快速融断器额定电流：Irn KITIdmax /2KInp = 0.3671.515.6/21.1 = 13.4（A）取 Irn = 20A额定电压: Urn KVTUUb/1.414 = 233.9（V）取 Urn = 400V实际选用 RSO20A/400V 6只2.6.4 平波电抗器的参数计算2.6.4.1 限制电流脉动的电感量LmL = (Udm/UL) 103U2 / 2fbSiId = 0.46103135/ 2300(5-10)% 15.6= 42.3mH21.1mH2.6.4.2 使电流连续的电感量LlLl = KLUL/Idmax = 0.693135/1.25 = 74.8mH2.6.4.3电动机电枢电感LD和变压器电感LBLD=KDUD103/2PnID =(8-12)220000/4150015.6=18.8-28.2mHLB =1.3mH实际选定PBK-1型(50mH/20A)平波电抗器一台。2.7双闭环调速系统的电气原理及控制单元图24双闭环调速系统的电气原理图其中GL给定器 LSF零速封锁器ASR转速调速器材ACR电流调节器SB转速变速器材LB电流变送器GL过流保护器材CF触发器2.7.1 过流保护器(GL)、电流变送器(LB)图2-5 过流保护器(GL)、电流变送器(LB)2.7.2 电流调节器（ACR）图26 电流调节器2.7.3 给定器（GD）图2-7 给定器(GD)2.7.4 转速变送器图2-8 转速变送器2.7.5 转速调节器图2-9 转速调节器2.7.6 触发器图2-10 触发器第三章 双闭环调速系统调节器的设计3.1工程设计方法的基本思路用经典的动态校正方法设计调节器必须同时解决自动控制系统的稳定性、快速性、抗干扰性等各方面相互矛盾的静态、动态性能要求8。作为工程设计方法,首先要使问题简化,突出主要矛盾。简化的基本思路是，把调节器的设计过程分为两步：第一步，先选择调节器的结构，以确保系统稳定，同时满足所需要的稳态精度。第二步，再选择调节器的参数，以满足动态性能指标这样做，就把稳、准、快抗干扰之间互相交叉的矛盾问题分成两步来解决，第一步先解决主要矛盾动态稳定性和稳态精度，然后在第二步中进一步满足其它动态性能指标。在选择调节器结构时，只采用少量的典型系统，它的参数与性能指标的关系都已事先找到，具体选择参数时只须按现成的公式和表格中的数据计算以下就可以了。这样就使设计犯法规范化，大大减少了设计工作量6。3.2 电流调节器的设计3.2.1 电流环动态结构图的简化 设计电流环首先遇到的问题是反电动势产生的交叉反馈作用。它代表转速环输出量对电流环的影响。实际系统中的电磁时间常数TL一般远小于机电时间常数Tm，因而电流的调节过程往往比转速的变化过程快得多，也就是说，比反电动势E的变化快得多。反电动势对电流环来说只是一个变化缓慢的扰动作用，在电流调节器的调节过程中可以近似的认为E不变，即E=0。这样，在设计电流环时，可以暂不考虑反电动势变化的动态作用，而将电动势反馈作用断开，从而得到忽略电动势影响的电流环近似结构图。再把给定滤波和反馈滤波两个环节等效地移到环内。最后，Ts和Toi一般比Tl小的多，可以当作小惯性环节处理，看作一个惯性环节，取Ti=Ts+Toi6。 图3-1 电流环的动态结构图及其化简3.2.2 确定电流环的时间常数三相桥式电路的平均失控时间 Ts=1.7ms（查表可得）电流滤波时间常数Toi Toi =0.0025s电流环小时间常数TI = Ts+Toi=1.7ms+2.5ms=4.2ms 3.3电流调节器结构的选择首先应决定要把电流环校正成哪一类典型系统,电流环的一项重要作用就是保持电枢电流在动态过程中不超过允许值,因而在突加控制作用时不希望有超调,或者超调量越小越好。从这个观点出发,应该把电流环校正成典系统。可电流环还有另一个对电网电压波动及时调节的作用,为了提高其抗扰性能,又希望把电流环校正成典系统。一般情况下,当控制对象的两个时间常数之比TL/TI 10时,典系统的抗扰恢复时间还是可以接受的。因此,一般多按典系统来设计电流环6。本设计因为 i% 5%且TL/TI =12/4.2ci ，满足近似条件。 忽略反电动势对电流环影响的条件 满足近似条件。 小时间常数近似处理条件 满足近似条件。 按上述参数,电流环可以达到动态指标I%=4.3%5%。3.3.3 计算调节器电阻和电容按所用运放取 R0 =40k(),则 ，取7，取1.71，取0.2在工程实际中Ri取7k.图3-3 PI型电流调节器3.4 转速调节器的设计3.4.1 电流环的等效闭环传递函数 在设计转速调节器时，可把已设计好的电流环看作是转速调节系统中的一个环节。为此，需求出它的等效传递函数： 近似条件: 式中 cn为转速环的截止频率,其一般较低。在后续计算完成后,需校验此近似条件。3.4.2 转速环的动态结构图及其近似处理用电流环的等效环节代替电流闭环后，整个转速调节系统的动态结构图如3-3（a）所示。把给定滤波和反馈滤波环节等效地移到环内，同时将给定信号改为U*n(s)/；再把时间常数为Ton和2Ti的两个小惯性环节合并起来，近似成一个时间常数为Tn的惯性环节，且Tn=Ton+2TI,，则转速环结构图可转化成图3-3（b）。图3-4 转速环的动态结构图及其近似处理3.4.3 转速调节器结构的选择转速调节环选用典型型系统的原因1). 系统在负载扰动作用下，动态速降要小。2). ST饱和时，速度环退饱和超调量不大。 3). 速度环基本上是恒值系统。3.4.4 转速调解器参数的计算 1.电流环的等效闭环传递函数电流环经简化后可视作转速环中的一个