（电力电子与电力传动专业论文）400hz模块化逆变器研制.pdf

4 0 0 1 l z 模块化逆变器研制 a b s t r a c t w i t ht h ed e v e l o p m e n to ft h ee l e c t r o n i ct e c h n o l o g y , t h eh i g h e rr e q u i r e m e n t s o fp o w e rs u p p l y a r er a i s e di n c l u d i n gh i g he f f i c i e n c y , h i g hp o w e rd e n s i t y , l o we m ia n dr a p i dd y n a m i c r e s p o n s e ah y s t e r e s i s b a n di n s t a n t a n e o u sc u r r e n tc o n t r o l p w l v lt e c h m q u ei sp o p u l a r l yu s e d b e c a u s eo fi t ss i m p l i c i t yo fi m p l e m e n t a t i o n ，f a s tc u r r e n tc o n t r o lr e s p o n s e ，a n d i n h e r e n tp e a k c u r r e n tl i m i t i n gc a p a b i l i t y t h i sp a p e rp r e s e n t san o v e l 3 k v as i n g l e 。p h a s em o d u l a r i z e d i n v e r l e rt h ec u r r e n t m o d ec o n t r o lt e c h n o l o g yw i t hi n s t a n t a n e o u s c u r r e n tf e e d b a c ki sa d a p t e d i nt h ep a p e r t h e p a p e rm a i n l y s t u d i e st w ow a y so fi n s t a n t a n e o u s c u r r e n t f e e d b a c k ，t h ew a y o f i n s t a n t a n e o u s v o l t a g er e g u l a t o r a n da b s o l u t ev o l t a g er e g u l a t o rd e s i g n t h em e t h o d st o p r o d u c es i n ew a v e a g ed e s c r i b e da n dad i g i t a lr e f e r e n c ev o l t a g ei sg i v e na n da n a l y z e d t h e p r i n c i p l e so f t h ei n v e r t e r sm a i np a r a m e t e r sd e s i g na r eg i v e n ，t h e n a tl a s t ，t h ee x p e r i m e n t a l r es l l i t sv i n d i c a t et h ea b o v ea n a l y s i s k e yw o r d s ：p o w e r c o n v e r t e r , i n v e r t e r , c o n t r o l ，h y s t e r e s i s ，v o l t a g er e g u l a t o r 承诺书 本人郑重声明：所呈交的学位论文，是本人在导师指导下，独立进行研究 工作所取得的成果。尽我所知，除文中已经注明引用的内容外，本学位论文的 研究成果不包含任何他人享有著作权的内容。对本论文所涉及的研究工作做出 贡献的其他个人和集体，均已在文中以明确方式标明。 本人授权南京航空航天大学可以有权保留送交论文的复印件，允许论文被 查阅和借阅，可以将学位论文的全部或部分内容编入有关数据库进行检索，可 以采用影印、缩印或其他复制手段保存论文。 ( 保密的学位论文在解密后适用本承诺书) 作者签名： 日期： 名物 硼j 、夏? 4 0 0 h z 模块化逆变器研制 注释表 航空静止变流器 美国航空仪表 谐振直流环节逆变器 离散脉冲控制 正弦脉宽调制 不问断电源 数字信号处理器 快速傅立叶变换 总谐波含量 逆变器输出功率 逆变器额定输出电压 逆变器输出电压最大值 逆变输出频率 逆变器开关频率 逆变器输出滤波电感 逆变器输出滤波电容 逆变器直流母线电压 基准正弦信号 逆变器输出调制波电压 输出电压瞬时值反馈信号 电流基准信号 滞环宽度 电流瞬时值反馈信号 逆变器输出滤波电感电流或输出变压器原边电流 电感电流最大值 输出电压和电感电流的相位差 电压调节器的比例系数 电压调节器的延时时间常数 电流反馈系数 电压反馈系数 滤波电容和负载的并联阻抗 阻性负载从空载突变到满载时电流环给定电流的突变量 逆变器系统的开环传递函数 埘舡飙洲哪卿阿m己圪五z l c_。占。t k口bb瓯畋 南京航空航天大学硕士学位论文 逆变器系统电流环等效传递函数 逆变器系统p i 调节器的传递函数 逆变器系统传递函数的截止频率 相角裕度 电压有效值反馈系数 基准正弦波电压的幅值 基准正弦波各次谐波的幅值大小 控制电路电源电压 输出角频率 电感电流的平均分量 电感电流的脉动分量 i x 哪， 。吲鳓一q，k竺屯虬 南京航空航天大学硕士学位论文 第一章绪论 本章主要介绍了4 0 0 h z 逆变器的发展与现状以及电流跟踪三态滞环调制方 式的基本原理和特点，最后介绍了本文的研究内容。 11 4 0 0 h z 逆变器的研究与应用 4 0 0 h z 逆变器主要用作航空静止变流器( a s i - a e r o n a u t i c a ls t a t i c i n v e r t e r ) ，是航空电源系统的二次电源。它用于将飞机上主电源直流屯2 8 v d c 或者2 7 0 v d c ( 由直流发电机或蓄电池产生) 变换为单相1 1 5 v 4 0 0 h z 、单相 3 6 v 4 0 0 h z 或- - + 13 6 v 4 0 0 h z 、- - + ii 】5 v 4 0 0 h z 、三相2 0 0 v 4 0 0 h z 的交流电， 供飞机使用。地面上一般用静止变流器将单相2 2 0 v 5 0 h z 或三相3 8 0 v 5 0 h z 的 交流电变换为单相1 1 5 v 4 0 0 h z 或三相2 0 0 v 4 0 0 t z 的交流电作为飞机的地面电 源。 随着飞机战斗性能的提高和用电设备的不断增加，对航空电源的要求也越 来越高。并且随着近年功率半导体器件的快速发展，静止变流器依赖其体积小、 重量轻、成本低、效率高、电气性能好等优点，逐渐取代旋转变流机。欧美一 些先进国家早在上个世纪7 0 年代就已经用静止变流器取代了旋转变流机，国内 也用静止变流器逐步取代旋转变流机。 对静止变流器的基本要求主要有两个方面“1 ： ( 1 ) 体积小、重量轻、维护方便、可靠性高和成本低。 ( 2 ) 输出频率稳定、输出电压稳定、输出正弦波失真度小、输出电压精度高、 动态响应快、效率高。 航空用静止变流器也对a s i 提出了进一步要求，如高度、温度、湿度、振 动冲击和抗电磁干扰等”。 11 1 电路拓扑 静止变流器主要有三种拓扑：方波静止变流器、升压直流变换器与阶梯波 逆变器组合式静止变流器、正弦脉宽调制静止变流器”3 。 ( 1 ) 方波静止变流器 4 0 0 h z 模块化逆变器研制 方波静止变流器主要由推挽电路和输出交流滤波电路构成，开关频率是输 出电压的频率，一般为4 0 0 h z 或5 0 h z ，可以通过改变脉宽实现输出调压；其典 型产品是美国j e t 电气技术公司于1 9 8 4 年研制的s i 一2 5 0 0 l p 方波、准方波静止 变流器，如图l l 所示。这种电路的特点为： a 、电路拓扑简洁，无直通现象，可靠性高； b 、功率管开关电压应力大，约为2 v i n ； c 、输出电压为方波电压，故其输出电压波形失真度大，从而导致滤波器体积和 重量大，动态响应慢，无功损耗大； d 、变压器工作频率低，体积和重量大，并且噪声严重。 l o a d 图1 l 方波静止变流器 ( 2 ) 升压直流变换器与阶梯波逆变器组合式静止变流器 阶梯波合成静止变流器是由升压b o o s t 变换器和阶梯波合成逆变器级联构 成，如图卜2 所示。对于大功率逆变器阶梯波合成常采用移相迭加法。它根据 谐波抵消原理，通过n 个相位相差7 t i n 、幅值不同的方波或矩形波来实现波形 迭加，最大限度的将某些低次谐波相互抵消，使合成波的谐波含量最小。这种 电路的特点为： a 、逆变电路本身没有调压的功能，只能通过前级的升压b o o s t 变换器来调节输 出电压： b 、功率器件和n 相变压器的工作频率为4 0 0 h z ，变压器的体积和重量大； c 、电路拓扑复杂，元器件数目多； d 、输出谐波含量小，最低次谐波为2 n 1 次，故整个滤波器的重量和体积可以 明显减小或可省去。由于主功率回路的滤波器大幅度减小，使整个静止变流器 的效率提高，可以达到8 0 以上； 2 hj一一哂咂 南京航空航天人学硕士学位论文 e 、由于每相功率电路承担1 的总功率，故功率管不用并联就可以得到较大的 功率输出。 图l 2阶梯波合成静止变流器 ( 3 ) 正弦脉宽调制式静止变流器 由美国航空仪表( a i a v o n i ci n s t r u m e n t s ) 公司生产的a i 一1 0 0 0 静止变流 器是第二代产品，如图卜3 所示。该静止变流器由单端反激变换器和单相桥式 逆变器级联构成，两部分分别闭环控制。单端反激式变换器的工作频率为 2 1 6 k h z ，高频变压器取代了逆变桥输出端笨重的4 0 0 h z 低频变压器，直流侧输 入电压2 7 v 经变换器输出d c a c 逆变器所需的稳定1 8 0 v d c 电压，改善了逆变器 的工作条件，对提高整机性能起到了关键作用；单相桥式逆变器采用了电流滞 环控制两态调制技术。 这种电路的特点为： a 、去除了低频变压器，并且输出交流滤波电感非常小，所以整机的体积、重量 明显下降。 b 、采用了高性能的电流控制二态调制技术和电压电流双闭环控制，电压稳态精 度高，动态响应速度快。 c 、易于实现模块化结构。容易将三台单相模块组合成三相静止变流器。 d 、工作在硬开关状态。 4 0 0 h z 模块化逆变器研制 图l 一3正弦脉宽静止调制变流器 1 1 2 控制技术 目前4 0 0 h z 逆变器的控制技术主要有以下两种控制方式： ( 1 ) p w m 控制 p w m 控制技术豹发展最为成熟，主要包括空间矢量控制、s p w m 控制、开关 点预制和无差拍控制等。对于硬开关逆变器来说，可以采用不同的p w m 控制技 术。由于开关点精确，可在允许的开关频率下最大限度地消除输出波形中的谐 波成分，因而逆变器性能优良。但对于谐振直流环节逆变器( r d d l i r e s o n a n td c l i n ki n v e r t e r ) 来说，逆变器功率管的开关除满足一定的控制规律外，还必须 选择在直流环节电压为零阶段。开关点在时间轴上成为离散的点，无法采用p w m 控制，而只能采用d p m 控制。 ( 2 ) d p m 控制 d p m 控制是r d c l i 逆变器的主要控制方式。典型的d p m 控制方式有：电流调 节型d e l t a 调制( c r d m c u r r e n tr e g u l a t ed e l t am o d u l a t i o n ) “3 、优化离散脉 冲调制( o d p m o p t i m a ld i s c r e t ep u l s em o d u l a t i o n ) 5 1 滞环控制脉冲调制 ( h c p m h y s t e r e s i sc o n t r o l l e dp u l g em o d u l a r i o n ) 和空间矢量d e l t a 调制 ( s v d m s p a c ev e c t o rd e t am o d u l a t i o n ) ”1 等。控制核心均是采用滞环控制原 理，使控制变量在一定的环宽内跟踪给定信号变化。控制变量可以是输出电压、 输出电容电流或滤波电感电流。其中，h c p m 控制简单，逆交器输出性能较优 易于实现。h c p m 具有两态和三态变化两种工作状态。电感电流在一定的难负环 宽内跟踪给定电流的变化，在电流误差较大的地方，h c p m 两态工作，加快响应 速度；在电流误差较小的地方，h c p m 三态工作，满足脉冲极性连贯性原则 南京航空航天大学硕士学位论文 表1 1 给出了电流调节器的输入和输出的关系。从电流调节器的输入与逆 变桥的开关状态间的对应关系可以看出，电流调节实际上是一个滞环控制三态 侧节过程。 表1 1 电流调节器的输入和输出的关系 碲穴抢出 qq ，qq 4 i f i 6 l ( o n )0 ( o f f )0 ( o f f )l ( 0 n ) i g 一占i t + d 0 ( o f f )1 ( o n )0 ( o f f )1 ( o n ) f ， i g 一占 0 ( o f f )l ( o n )1 ( o n )0 ( o f f ) 1 2 3 逆变桥工作模态的分析 在实际电路中，空载和阻性负载时电感电流均超前于输出电压，感性负载 时根据滤波参数和功率因数的不同，电感电流可能滞后于输出电压也可能超前。 但是由于这三种负载情况下工作模态类似，因此以阻性负载为例对三态滞环控 制型逆变器的工作模态进行分析。 忽略电感电流的脉动，设电感电流为i = t 。s i n o t ，输出电压为 v o = k 。s i n ( o u t 一口) ，波形如图1 8 所示。为了便于分析，规定输出滤波电感电 o 幽i 8 输出电压和电感电流波形 4 0 0 h z 模块化逆变器研铜 流f ，从左端流向右端为正方向，用同样的正方向规定输出滤波电容电压k 。在 输出电压的正半周期内，根据滤波电感电流和滤波电容电压的相位关系，可以 将逆变器分为两个：r = 作模态a 、b 。在模态a 中，电感电流与电容电压同向，此 时主要是输入的直流电压向逆变器输入能量：在模态b 中，电感电流与电容电 压反向，此时主要是逆变器向输入端回馈无功能量。输出电压的负半周也可分 为两个模态c 、d ，其分析与正半周相似，因此本文只分析模态a 和b _ l l “。 ( 1 ) 模态a ：0 c o t 丌 在模态a 中，电容电压和电感电流同相，此时从开关管的开关状态和电感 电流t 的流向上来分，逆变桥的工作状态可分为三种： a 、当i i 十占时，q 、g 开通，电感电流通过q ，、q 3 的体二极管向输入端回 馈能量。 k = 一 l 粤= k 雨京航空航天大学硕士学位论文 2 ) 模惫b ：万s ( o z - + 曰 在模态b 中，电容电压和电感电流反相，此时从开关管的开关状态和电感 u 流。的流向r 柬分，逆变桥的工作状态也可分为三种： a 、当0 i 6 l ( o n )0 ( o f f )0 ( o f f )l ( 0 n ) i g 一占i t + d 0 ( o f f )1 ( o n )0 ( o f f )1 ( o n ) f ， i g 一占 0 ( o f f )l ( o n )1 ( o n )0 ( o f f ) 1 2 3 逆变桥工作模态的分析 在实际电路中，空载和阻性负载时电感电流均超前于输出电压，感性负载 时根据滤波参数和功率因数的不同，电感电流可能滞后于输出电压也可能超前。 但是由于这三种负载情况下工作模态类似，因此以阻性负载为例对三态滞环控 制型逆变器的工作模态进行分析。 忽略电感电流的脉动，设电感电流为i = t 。s i n o t ，输出电压为 v o = k 。s i n ( o u t 一口) ，波形如图1 8 所示。为了便于分析，规定输出滤波电感电 o 幽i 8 输出电压和电感电流波形 4 0 0 h z 模块化逆变器研铜 流f ，从左端流向右端为正方向，用同样的正方向规定输出滤波电容电压k 。在 输出电压的正半周期内，根据滤波电感电流和滤波电容电压的相位关系，可以 将逆变器分为两个：r = 作模态a 、b 。在模态a 中，电感电流与电容电压同向，此 时主要是输入的直流电压向逆变器输入能量：在模态b 中，电感电流与电容电 压反向，此时主要是逆变器向输入端回馈无功能量。输出电压的负半周也可分 为两个模态c 、d ，其分析与正半周相似，因此本文只分析模态a 和b _ l l “。 ( 1 ) 模态a ：0 c o t 丌 在模态a 中，电容电压和电感电流同相，此时从开关管的开关状态和电感 电流t 的流向上来分，逆变桥的工作状态可分为三种： a 、当i i 十占时，q 、g 开通，电感电流通过q ，、q 3 的体二极管向输入端回 馈能量。 k = 一 l 粤= k 雨京航空航天大学硕士学位论文 2 ) 模惫b ：万s ( o z - + 曰 在模态b 中，电容电压和电感电流反相，此时从开关管的开关状态和电感 u 流。的流向r 柬分，逆变桥的工作状态也可分为三种： a 、当0 i 。一6 时，q l 、g 开通，电感电流流过q 的体二极管和q l 的体二极管 向输入端回馈能量。 = 等= 一k b 、当一6 1 i ，5 0 + 占时，电感电流t 由于不能突变通过q 7 、q 的体二极管续 流。电感电流线性下降。 一0 t 鲁一匕 c 、 i i + 6 时，q 、q 3 开通，输入端向逆变器输入能量。 = 一 粤：一一圪 d f 1 3 本文的主要内容 本文课题选题为“4 0 0 h z 模块化逆变器的研制”，设计出2 0 0 v ) c 输入、 3 k v a 1 1 5 v 4 0 0 h z 输出的正弦波逆变器单相模块。本文分析了逆变器的构成原 理、降制方案，研究了系统电压调节器的设计，比较了两种采样方式下逆变器 的输出特眭；研究了基准r f 弦电压发生方法以及系统参数的设计，最后给出了 实验结果并加以分析。本文l ；| 勺主要内容有以下六章： 一一! ! ! 翌! 望垫些堡窭翌塑型 第一章绪论主要介绍了课题研究背景以及主要研究内容。 第二章对电感电流、电容电流两种瞬时值反馈方式下的逆变器系统进行_ 了比 较分析，包括逆变器的数学模型、调节器设计以及带各种负载下的仿真分析等： 接着介绍了有效值调节器的工作原理和实现方法。 第三章对模拟、数字两种正弦波发生方法进行了比较，给出了表格+ d a 法实 现数字电压基准的方法以及构成三相基准的方法。 第四章分析了逆变器各关键参数的设计。 第五章给出了基准正弦发生器、驱动电路、原理样机的实验结果，并加以总 结分析。 第六章全文总结及后续工作展望。 南京航空航天大学硕士学位论文 第二章逆变控制器的设计 本章研究了电感电流反馈方式下的逆变器数学模型及电压调节器的设计： 分析了电感电流、电容电流两种反馈方式下逆变器的输出特性；研究了有效值 调节弥补两种反馈方式的不足之处的原理及方法。 2 1 基于电感电流反馈的控制方式 对于瞬时值电流反馈电流调节器，一般都采用电感电流反馈。由于滤波电 感电流事实上就是逆变桥输出电压经电感积分的结果，所以在瞬时值电流滞环 控制中，将滤波电感中的电流直接作为反馈信号，电感电流就可以作为斜坡函 数，使系统产生自持振荡。然后利用滞环比较器形成一个以基准电流为中心的 滞环，将反馈电流的变化控制在这个滞环内“。 2 1 1 逆变器控制系统的数学模型 三态滞环控制电流型逆变器采用瞬时电压、电流反馈双闭环调节方式，其 系统结构框图如图2 1 所示：内环为电流环，取电感电流作为反馈量，采用三 态滞环调节器对电感电流进行调节控制：外环为电压环，取输出瞬时值电压作 为反馈量，电压调节器采用p i 调节器的形式。 图2 - 1 三态滞环控制逆变器的系统框图 电流内环具有自然限流功能，可以使逆变器在输出短路时限制最大输出电 流，同时有利于提高系统的动态响应。电压环可以保证输出电压具有良好的正 4 0 0 h z 模块化逆变器研制 弦度、较少的 皆波含量和较硬的外特性。图中，矿为基准正弦波参考信号，为 敬自滤波电容c 两端的输出电压反馈信号，k 。为电压调节器的比例系数，l 为 电压调节器的延时时间常数，i 。为电流给定信号，i ，为取自滤波电感三的反馈 电流信号，为电感电流，三为输出滤波电感，k ，为电流反馈系数，k , y 为电压 反馈系数，g 。是滤波电容和负载的并联阻抗。电流内环采用三态d p m 滞环调节 器，使得反馈电流i ，在正负滞环环宽占内跟踪i ，变化，滞环比较结果经采样保持 后，控制逆变桥臂中点的输出电压v o 。：v o 。经输出滤波器滤波后，得到最终需要 的正弦波电压。 三态滞环控制型逆变器的电流环包括一个迟滞比较器，是一个非线性系统， 可以用描述函数法分析其稳定性“”。文献 9 运用描述函数法分析得到滞环控制 型逆变器的电流内环是一个稳定的系统，并且不存在自激振荡。 由于整个逆变器是一个非线性系统，难以用线性模型来描述，这给系统闭 环性能分析以及电压调节器的设计造成很大的困难。因为电流内环可以看作为 一个受控的电流放大器，所以当调制频率足够高时( 远高于输出滤波器带宽度) ， 电流内环可等效为一个电流跟随器( 比例环节) 。基于此，目前通用的方法是 把内环简单的等效为一个传递函数为“1 k i ”的环节，而实际上内环频带宽度 是有限的，这种近似处理不能正确反应内环的中高频特性，因此使电压调节器 的设计十分盲目“”。 本节介绍了利用阶跃响应建立三态滞环电流型控制逆变器的电流环等效频 域模型的方法。运用一阶惯性环节来等效电流环后，图2 一l 可以简化为如图2 2 所示的电压环控制框图，在此基础上，可以方便她应用线性系统校难的频域法 设计电压调节器“。 南京航空航天人学硕士学位论文 图中： t , = 0 3 3 4 k a ? 瓦 图2 - 2 逆变器系统的电压环等效模型 ( 2 一1 ) a 为系统从空载突变到阻性满载时电流环给定电流的突变量，因为逆变器一般 均设计有输入慢启动环节，故其动态校正应针对负载抗扰性( 突加或突卸) 来 设计。m 。为开关管q 1 、q 4 同时导通( 即十1 态) 时，电感电流t 上升的斜率。 逆变器主电路各参数如下：输入直流电压= 2 0 0 v ：采样频率，= 1 0 0 k h z ： 额定输出电压v o = 1 1 5 v ；输出频率正= 4 0 0 h z 额定输出功率p o = 3 k v a ：满载时的 阻性负载r = 4 4 f f l ；输出滤波电感l = 0 2 m h ；输出滤波电容c = 3 0 u f ：电压、电 流反馈系数k ，f = 0 0 6 ，畅2 0 1 。那么： 以= 巧虬_ 0 1 等_ 2 6 1 m ：监当：! ! 竺二! ! i ：4 2 5 。1 0 s 1 l0 2 1 0 。 结合式( 2 1 ) 可以得到：z = 2 0 5 x 1 0 。 由图2 - 2 可以推导出电压环的开环传递函数为： k 矿 g 辑+ 古篇志 z ， 4 0 0 h z 模块化逆变器研相 口】以看出，线性化后的逆受器系统是一个最小相位糸统。 令： k 。r 叩，= 篇志 。， 6 舻) = k p v 4 - 去) ( 2 嘞 贝0 ： g ( 5 ) = g 1 ( s ) g 2 ( 5 ) ( 2 5 ) 由式( 2 - 3 ) 可以得到： g l ( 耻万丽而蒜羔薮而 6 ) g l ( s ) 的幅频特性和相频特性曲线如图2 - 3 所示。从图中可以看出，传递函 数低频段增益较低，不利于基波的传递，并且导致系统输出稳态误差变大，可 以通过p i 调节对传递函数加以校正。 自 l m 8 羔? 。一j ：i蔓一二；囊iji j ：琵 1 0 。 - 一一z zr 一 一。一+ 。 。 。薹i 2 j 篡爨1 ：；= i i 17 _ 一。_ 誓+ j 曩叠曩一i li 一 $ “-、k 、： 一 ：i 。一一- ! 。 一一曼0 董誊誊。一= 一墨一i ： 10 5 ， 、 1 “ 二、：j r 1 ：i 曩 一i 二蔓二2 一。羔一三一。三曼兰羔量，。一! 一 1 01 01 0 1 0 ， ” f r 舭n c v ( r a d ，$ e c ) 图2 - 3g | ( s 1 的幅频特性和相频特性曲线 由于g l ( s ) 是己知的，根据设计目标，利用频域分析方法，可得到满足设计 目标的q ( s ) 。 带线性负载( 阻性负载或感性负载) 时，逆变器的输出滤波环节是线性的， 1 4 叠囊曩 一 、_一* _ | 一黧 一 氍澄誊 孓 一 |；彳。甘。曩 = 一一一 一一 一i i曩。j_；。一， 南京航空航天大学硕士学位论文 上面又建立了电流环的线性模型，因此，在此基础上，可以比较方便地应用线 性系统校正的频域法设计电压调节器。设计时只考虑线性负载，然后再校验带 整流性负载的情况。 2 1 2 电压调节器的设计 通过以上分析，可以得到逆变器系统的开环传递函数的表达式： ，。王6 4 ( k ，瓦s + ) g ( s 1 = ，巴二_ 二_ 、7 f s ( 1 + 2 ，0 5 1 0 。s ) 0 + 1 3 2 1 0 _ 4 s ) 传递函数的两个极点： 卯= 7 6 1 0 3 r a d s ，埘，= 4 9 1 0 4 r a d s 。 用频域法设计控制系统的实质，就是在系统中加入频率特性形状合适的校 正装置，使开环系统频率特性形状变成所期望的形状：低频段增益充分大，以 保证稳态误差的要求；高频段增益衰减尽可能快，以削弱噪声影响“。用试探 法结合仿真分析，得到效果较好的一组数据： rkp v = 3 3 l 7 _ 一：l l0 5 由此可以得到校正后系统的波特图如图2 4 所示： 一 一，。，譬6 ：竺1 7 i ! _ l ：。、一一。 图2 4 o ( s ) 的幅频特性和相频特性曲线 从图中可以得到系统的截止频率为婢= 5 1 0 4 r a d s ，相角裕度为y = 2 5 “。 、 v l f 一 n 一 一 、 t ： _ ， 。 卜 ， 、 、 一 h _ 一 一 1 y - 一 y k t j 。h 一， t 。 1 一 一 _ 川 o 椰帅 4 0 0 h z 模块化逆变器研甫 2 1 3 系统控制特性仿真分析 图2 5 为校正后的系统分别在空载、阻性满载、整流性满载及过载时的输 出电压及频潜分析波形，仿真条件为：k 。= 3 3 ，瓦= k 一5 ，k ，- 0 1 ，x 矿= 0 0 6 。 ，、厂、 厂、 j 呵 _ | tl v r。、 lji ： 1 lj_lji f ：f 、卜 l ： f ：1i i ；lk l 、，； 、 v ：u ： ( 1 ) 空载时的输出电压和频谱分析图 1 r 、 f 、n ： ， i 肆i0l i l if ： f f ； f 卜；卜，f _l - p1 | ：f f - i- j l 1 f r v t _? 1。r i i l ，if1il 1fj j：i f 一卜卜卜- f 11j ：lj f 一卜 ”f 一 1ji ：1f v 一 ( 3 ) 整流性满载时的输出电压、电流和频谱分析图 南京航空航天大学硕士学位论文 n气 弁p ； i f 卜 i 1 f 卜f ，卜 l l 7if1f l _ _ 誊_ i i ll ? j l +fj + j： ： ：扩 j十_ 一t vvl ： r _ 。 一1 一 ( 4 ) 过载5 0 时的输出电压和频谱分析图 图2 - 5 校f 后系统的输出电压波形及其频谱分析 通过以一h 仿真可以看出，采用电感电流瞬时值反馈、三态滞环控制技术的 逆变器具有以下特性： ( 1 ) 校正后的逆变器系统在空载及阻性满载时的有着良好的输出电压波形。 ( 2 ) 从空载到阻性满载，逆变器输出电压有一定的跌落，说明系统的外特性稍 软。这与输出滤波电容的大小有关，还与电压调节器的参数有关系。 ( 3 ) 带整流性负载时，输出电压波形并不理想，有“消顶”现象；且输出电压 的三次谐波较大，约为1 2 v ，其t h d 约为1 1 2 8 。 ( 4 ) 逆变器过载时，输出电流增大，但输出电压幅值减小较大，由于其具有内 在限流能力，电路有过流保护功能。 整流性负载分析： 由于开关器件的广泛应用，用电器是整流性负载的情况越来越多，所以我 们希望电源有很强的带整流性负载能力。 图2 - 6 是整流性负载示意图，其中屹。为输出调制电压，圪为输出电压，三为 输出交流滤波电感，c 为输出交流滤波电容，r 。为限流电阻，c 2 为直流滤波电 容，r ，为负载电阻，为输出电流，l 为流过负载电阻r ，的电流。r 保证输出 电流五的峰值是电流l 有效值的3 倍。 整流性负载在每个工作周期中有两个工作状态：当输出电压瞬时值低于直 流滤波电容c i 上电压时，对逆变器来讲，整流性负载相当于空载；当输出电压 瞬时值圪大于c 2 上的直流电压时，整流性负载相当于带一个直流滤波电容c 2 和负载r ，的并联阻抗。整流性负载的两个工作状态每个工频周期切换四次，即 空载一阻容性负载一空载一阻容性负载循环，所以整个工作过程中负载是时变的、 4 0 0 h z 模块化逆变器研制 非线性的。为了满足整流性负载的要求，逆变器系统需要具备较快的动态响应 速度：“。 l 图2 - 6 整流性负载示意图 2 2 基于电容电流反馈的控制方式 采用电感电流瞬时值反馈形式带整流性负载能力差，而滤波电容电流瞬时 值反馈形式有较强的整流性负载适应能力。 由于电感电流反映了负载电流的变化，而电容电流反映了输出电压的变化， 而且滤波电容电流相当于输出电压的微分，代表了输出电压的变化趋势，可以 提前对输出电压进行校正控制，所以采用电容电流反馈的系统具有更好的负载 适应能力，尤其是很强的带整流性负载能力“。从电路的角度看，出现负载扰 动时，电感电流不能突变，只能影响电容电流，因此，电容电流反馈可以直接 反映出负载电流的瞬时变化。从扰动的作用点来看，采用电容电流反馈就可以 将负载扰动包含在反馈环路的前向通道内，可以及时对扰动产生抑制。因此我 们可以直接对滤波电容电流进行采样反馈，而不用对电感电流和负载电流两个 信号同时进行采样和反馈，从而可以简化反馈电路，增强系统了可靠性，而且 具有良好的静态和动态性能“”。 2 2 1 系统控制特性仿真分析 图2 7 为校正后的系统分别在空载、阻性满载、整流性满载及过载时的输 出电压及频谱分析波形，仿真条件同2 1 3 。 南京航空航天大学硕十学位论文 厂、 l l j 1 j 3v莎 lfj f u ( 1 ) 空载时的输出电压和频谱分析图 厂、a ： 妙r 呵7 _ i i ( _ ， f f l 。上k 。 i f ：i l卜l ：f v；v ：， ( 2 ) 阻性满载时的输出电压和频谱分析图 n l 厂、l 1 l n lii ： m l 。 谢瓢 啦掣蝇 f l l0；掣2必jn 7 v v 一 ： i 。； 。 ( 3 ) 整流性满载时的输出电压、电流和频谱分析图 4 0 0 h z 模块化逆变器研制 ； ： h，、 ： ，、 、： ； j，；_ l ； i j 。 ； |：! ： i 卜卜一弘 j i j j ji 。 f ： i；，_ ；l ；z ：h 缸 ： ! ：| j ：；i ： i ( 4 ) 过载5 0 时的输出电压和频谱分析图 图2 - 7 系统的输出电压波形及其频谱分析 通过仿真可以看出，采用电容电流瞬时值反馈、三态滞环控制技术的逆变 器具有以下特性： ( 1 ) 从空载到阻性满载，逆变器输出电压变化很小，说明系统有较硬的外特性。 ( 2 ) 带整流性负载能力比较强，输出电压波形比较理想，其t h d 约为2 2 0 。 ( 3 ) 逆变器过载时，输出电压幅值降低较少，说明输出电流迅速增加，系统不 具备自然限流能力。 2 3 两种控制方式的比较分析 通过对以上两种瞬时值反馈方式的仿真分析，可以得到以下结论： ( 1 ) 空载及阻性负载时，两种反馈方式下的逆变器都有较好的输出波形。 ( 2 ) 电感电流反馈方式的逆变器动态响应性能差，带整流性负载时，输出电压 的t h d 较大：而电容电流反馈方式的逆变器具有较强的带整流性负载能力，动 态响应性能较好。 ( 3 ) 电感电流反馈方式的逆变器具有内在限流能力，而电容电流反馈没有。 ( 4 ) 负载逐渐增大至过载时，两种逆变器输出电压幅值均有所减小，说明两个 系统均具有一定的稳态误差。 综上，电容电流反馈方式具有较好的整流性负载适应能力，同时仍具有一 定的稳态误差。为了减小系统的稳态误差，应加入有效值调节环节。 南京航空肮天大学硕士学位论文 2 4 有效值调节器的设计 在采用电压瞬时值p i 控制的逆变电源中，基准电压是时变的正弦信号， 在系统稳定的条件下，p i 调节器的引入会产生相位误差，跟踪特性电不好，因 此无论k 。、f ，等控制参数如何调节，p i 调节器都无法做到稳态误差为零。而 消除系统中的稳态误差的一种有效的方法就是在双闭环控制的基础上引入电压 有效值调节，并以此改善系统的输出外特性n 。 2 4 1 有效值调节器的原理分析和设计 带有有效值调节的逆变器系统框图如图2 8 所示。系统包括三个反馈控制 环，外环足平均电压环，中间是瞬时电压环，内环是瞬时电流环。外环保证输 出电压的有效值与给定相等，瞬时值环保证输出电压波形的正弦度，从而尽可 能地减小输出波形的畸变率，而电流环可以改善系统的动态特性“。 有效值调节器一般采用一阶惯性环节，通过反馈电压有效值与基准电压的 比较，有效值调节器产生一定幅值的电压作为正弦波发生器的幅值电压。当逆 变器输出电压过低时，反馈电压的有效值信号小于有效值调节器的基准电压， 有效值调节器的输出变大，即正弦波基准的幅值增大，从而使得逆变器输出电 压升高，最后稳定在额定值；当输出电压过高时，反馈电压的有效值大于有效 图2 | 8 带有效值调节的逆变器的系统框图 4 0 0 h z 模块化逆变器研制 值调节器的基准电压，使调节器输出减小，即系统正弦波基准的幅值减小，从 而使得输出电压减小。这样，电压有效值环就可以保证不同负载情况下逆变器 能够额定输出，从而增强了系统的外特性。 2 4 2 有效值调节器对系统性能的影响 有效值调节器用来消除稳态误差，因而有助于改善系统的静态特性。它通 过对基准正弦波幅值的调节，使输出电压有效值趋于恒定，从而使得整个逆变 器的外特性变得比较硬。 但是它通过改变正弦波基准电压的大小而对p i 控制器产生影响，进而对系 统各方面的性能产生一定的影响。在上一节已经提到，电压有效值调节器一般 采用由滤波电容等组成的一阶惯一陛环节，为了获得较稳定的电压有效值，有效 值反馈的滤波电容值一般都取很大，从而导致相应的时间延时比较大。因此， 电压有效值调节器的动态响应速度很慢，它不能真正消除扰动对系统输出的影 响，对于负载突变时电压的迭升也是无能为力的“0 1 。 2 5 小结 本章首先针对电感电流反馈形式的三态滞环控制型逆变器进行了系统分析， 并且结合仿真，设计出系统的电压调节器：比较了两种瞬时值电流反馈方式， 指出电容电流反馈方式的逆变器具有更好的负载适应能力；分析了有效值调节 器的工作原理及对系统的影响，指出有效值调节有着减小系统稳态误差的作用。 南京航空航天大学硕士学位论文 第三章基准正弦波的生成与分析 本章讲述了用单片机实现基准正弦的方法，并且对输出正弦波作了频谱分 析，最后给出了三相基准的实现方法。 3 1 正弦波发生器的实现方法 基准正弦波发生器的输出作为电压瞬时控制逆变器的电压给定信号，其波 形的质量直接影响到输出正弦波的幅值、频率及其t t t d ，因此要求j f 弦波发生器 能提供幅值及频率高度稳定、失真度较小的正弦波形。 目前的基准正弦波发生电路主要有两种：阶梯波合成加低通滤波电路，数 字化发生电路。 阶梯波合成加低通滤波电路如图3 一l 所示，有振荡分频电路、阶梯波合成 电路和有源滤波电路三部分构成。振荡分频电路用于产生计数器4 0 1 8 的时钟信 号，阶梯波合成电路将振荡分频电路输出的时钟信号经循环移位后经权电阻输 出2 n 阶梯4 0 0 h z 的阶梯波，阶梯波经有源滤波电路后输出高质量的电压基准信 号。这类仪器作为信号源，频率达百兆赫兹，在高频范围内其频率稳定度高、 可调性好。但是用于低频信号输出时，其需要的r c 值很大，参数准确度难以保 证：同时也会导致正弦波发生电路的体积、损耗均增大”“。 振荡分频电路阶梯波合成电路有源滤波电路 图3 1 基准正弦波发生电路 4 0 0 h z 模块化逆变器研制 数字化发生电路是以单片机或d s p 为主，将存放在函数存储器中的波形数 值依次取出，通过d a 转换成模拟量输出的正弦波发生电路。它具有易于实现 并联、性能高和在低频范围内稳定性好、操作方便、体积小、耗电少等特点。 软件产生正弦波常用的方法有两类：一类是表格+ d a 法。所谓表格就是在 一个正弦波的周期中取点，计算出每一段对应的幅值，形成一组数据，定时 查表输出将数字量经过d a 转换形成阶梯波，滤波后成正弦波：另一类是正弦 脉冲宽度调制( s p 嘲) 法。数字j f 弦波数据经三角波( 有时也用锯齿波) 软件 调制，输出s p w m 脉冲，再经模拟电路滤波解调成正弦波2 “。 3 2 基于微处理器的正弦波发生器 32 1 正弦波发生器的买现 采用表格+ d a 法实现难弦波发生器，其硬件结构如图3 - 2 所示。它采用一 片a t 8 9 c 5 1 单片机、一片d a c 0 8 3 2 数模转换器和一片l m 3 5 8 构成双极型电压发 生器。其中，单片机a t 8 9 c 2 0 5 1 的p 1 口做八位二进制的输出，输出的数据经 d a c 0 8 3 2 数模转换器及两个运放组成的双极型电压发生电路，输出标准的正弦波 电压，作为系统的基准电压。 d a c 0 8 3 2 的吃，脚决定了正弦波幅值大小，调整的大小就可以方便地调整 正弦波基准幅值的大小，为有效值调节的加入提供了方便。发生器采用2 4 m 晶 振，同时2 0 5 1 的只，脚作为系统采样频率的输出脚，输出的脉冲电压经过o c 电 平转换之后作为系统的c l k 信号。 图3 2 基于a t 8 9 c 2 0 5 1 的正弦波发生电路 南京航空航天大学硕士学位论文 为了避免开机时对丌关器件和负载造成的电流冲击过大，系统中常加入缓 启动电路，以使输出电压由零逐渐增加到额定电压的大小。基准1 e 弦波的缓启 动电路，如图3 3 所示。根据n p n 功率晶体管的输入特性，系统加电瞬间，c ：。， 相当于短路，电压全部加在b ，。上，三极管饱和导通，此时的电压基准为0 ；随 着e 。两端的电压逐渐升高，r ：，。e 的电压也相应地逐渐降低，使得晶体管退饱 和，u ，。逐渐升高，即输出的电压基准逐渐升高，从而达到缓启动的目的；最后， 兄，。上的电压为零，三极管关断，输出电压由死4 3 l 稳压电路决定。图中d o l 的 作用是控制电路断电时，为g 。提供放电回路。 图3 3 基准正弦波的缓启动电路 采用这种正弦波发生方式，使得逆变器单相模块既可以并联，又便于组成 三相模块。 3 2 2 基准正弦波的频谱分析 在本文中，采用微处理器a 1 8 9 c 5 1 作为表格+ d a 法产生基准正弦波的微处 理器，输出频率为4 0 0 h z 的正弦波信号。 我们把一个周期的正弦波，沿时间轴分成2 n 个相等的时间间隔，此时间i 司 隔成为阶宽。在这些时间间隔内对正弦波电压“= s i n c o t 分别积分，并除以时 间问隔，就得到了阶梯波各阶的阶幅，那么正弦波“= s i n r 2 ) t 就是这个阶梯波 的基波成分，并以此可以计算输出正弦波各次谐波的大小。式中，“是输出正弦 4 0 0 h z 摸块化逆变器研制 波瞬时值，u 为输出难弦波的幅值，国为i f 弦波的输出角频率。3 。 在不考nh , 1 - n n 4 k 能j 情况下，令u 。= 1 1 6 ，把正弦波时间轴一个周期2 ”直 接等分成1 2 0 段，每段对应的角度为：a = 2 万1 2 0 = z 6 0 ，则其函数表达式为： “=