（电力系统及其自动化专业论文）机车110v开关电源控制方法与应用研究.pdf

西南交通大学硕士研究生学位论文第1 i 页 a b s t r a c t t h em a i nc i r c u i to fs s 4e l e c t r i c a ll o c o m o t i v e1 1 0 vd i r e c tc u r r e n ts o u r c ei sh a l f c o n t r o l l e dc o m m u t a t e dc i r c u i t a n dt h e p o w e r d e v i c ei s g t o ，w h i c hh a s t h e l i m i t a t i o n ss u c ha sl o wp o w e rf a c t o r , b i gi m p a c to np o w e rn e t ，n o tc o n v e n i e n tt o m a i n t e n a n c ea n dl o wr e l i a b i l i t yf o rs om a n yd e v i c e s ，h i g hg r o s sw e i g h ta n db i g v o l u m e t h i sp a p e rd e s i g n sah i g h f r e q u e n c ys w i t c h i n ge l e c t r i c a ls o u r c ew i m i g b t o nt h ec o n d i t i o no f h i 曲i n p u tv o l t a g e ( 3 9 6 v ) o f e i e c t r i c a il o c o m o t i v es i n g l ep h a s e ， w i d er a n g e ( + 2 5 3 0 ) a n d h i g ho u t p u tp o w e r ( 5 5 0 0 ) t h em a i nc i r c u i ti sp a r a l l e l c o n n e c t e db yt w od c - d cc o n v e r t e r s ；w h a t s m o r e ，s o f ts w i t c h i n gt e c h n i q u ei s a d o p t e d e a c hd e v i c ei sd e s i g n e da n dp a r a m e t e r sa l es e l e c t e do ft h es y s t e m ，t h e p o w e rf a c t o rc o r r e c t i o nc i r c u i ta n dm a i nc i r c u i to fd c - d c c o n v e r t e ri s d e s i g n e d t h ec o n t r o lc i r c u i ti sm a d eu p b yu c 3 8 5 4a n du c 3 8 7 9a n dt h ee q u i l i b r a t i o no f l o a d c u r r e n ti sd e s i g n e db yu c 3 9 0 7 t h e t o p o l o g ys t r u c t u r eo fc o m b i n a t i o ns t y l eo fs w i t c h i n gp o w e r i s e l a b o r a t e d ； c o n t r o lm e t h o do fs w i t c h i n gp o w e ri sa l s od i s c u s s e da n dt h ed r i v ec h a r a c t e r i s t i c so f g t oa n di g b ta l ea l s oi n t r o d u c e d t h e w o r k i n gp r o c e s s o ff u l l b r i d g e z v z c s p w mw i t hc u s h i o nc a p a c i t a n c ei nt r a n s f o r ms e c o n ds i d ei si n t r o d u c e di n d e t a i l ；t h er e a l i z a t i o no fs o f ts w i t c h i n gi sd i s c u s s e df b l t h e lt h ef e a s i b i l i t yo ft h e d e s i g n e ds o f ts w i t c h i n gc o n v e r t e ri sp r o v e db ys i m u l a t i o n t h ec u r r e n th a r m o n i co f s w i t c h i n gp o w e r i sc a l c u l a t e da n d a n a l y z e da n dt h es o u r c e dp o w e r f a c t o rc o r r e c t i o n c i r c u i ti sd e s i g n e d ，t o o t h em o s te x c e l l e n tc o m b i n e dm a i nc i r c u i ti sc h o s et od e s i g n ah i 曲l yc r e d i b l es w i t c h i n g p o w e r k e y w o r d s ：e l e c t r i c a ll o c o m o t i v ep o w e r ；s o f ts w i t c h i n g ；h a r m o n i cw a v e ；t o p o l o g y s t r u c t u r e ；c o n t r o l l e dm e t h o d 西南交通大学硕士研究生学位论文第1 页 第1 章概述 1 1 机车1 1 0 v 直流稳压电源的现状 机车上的1 1 0 v 直流电源是由l l o v 直流电源柜及蓄电池组构成。在通常情 况下，两者并联为机车提供稳定的l l o v 电源：在降弓情况下，蓄电池供机车 作低压试验和照明用：在运行中电源柜故障情况下，蓄电池作维持机车故障运 行的控制电源。 i i o v 直流电源柜具有恒压、限流的特点，输出电压稳定在1 1 0 v + 5 ，输出 电流郎使在短路情况下也被限制在5 5 a _ 1 0 ( 此时不再稳压) 。电源柜的主要技 术数据如下： 输入电源“3 9 6 v 要，单相交流5 0 h z 输出额定电压直流l l o v 5 ( 与蓍电池并联运行) 输出额定电流直流5 0 a 限流保护整定值5 5 a 1 0 静态电压脉动有效值 5 v ( 与蓄电池并联运行) 1 1 0 v 电源柜电子控制方框图如图1 1 所示，电源的主电路为一单相半控 桥式整流电路。功率器件为晶闸管，采用输出电压反馈的闭环控制，其输出的 整流电压经电抗器、电容滤波后，向蓄电池充电，并向机车控制电路供电。通 常情况下，1 1 0 v 电源柜与蓄电池组并联运行，向机车控制电路提供1 1 0 v 电源。 蓄电池也相当于一个数千微法的电容，在线路上兼起滤波作用，从而保证静态 电压脉动有效值 5 v ，因此工作时不得断开蓄电池。 l l o v 直流电源电子控制系统由同步信号、电源、调节器、移相触发等环节 组成。l l o v 电源柜是通过电压调节器、电流调节器，自动穆变晶闸管触发脉冲 移相控制角，达到稳定输出电压、限流保护的目的。调节器的电压给定及电流 给定由内部电源环节设定。电压给定为一恒定负值，电压反馈信号取自输出电 西南交通大学硕士研究生学位论文 ， 第2 页 压经电阻分压得到，两者在调节器输入端进行比较；电流恒定正值，电流反馈 信号取自1 1 0 v 电源回流线上的信号电阻r f ，两者在电流调节器的输入端进行 比较当未达到电流限制值时，触发脉冲的前后移动，也就是整流输出电压的 稳压由电压调节器的输出来控制。当负载电流达到限制值时，电流调节器的输 出将取代电压调节器的输出，并控制触发脉冲后移，减少整流输出电压值，维 持最大输出电流不超过5 5 a f t - 1 0 。当限流工况消失时，系统自动恢复到稳压 状态下工作。 图i - - 1 ”j1 1 0 v 电源电子控制方框原理图 相控桥式整流电路开发较阜，“应用时间较长。它的特点是属于降压整流方 式，要求输入电压高于输出电压，控制简单，技术成熟，造价较低。但它存在 如下不足之处： 1 ) 电源的输入侧功率因数较低，对电网的影响较大。 2 ) 开关器件采用晶闸管，其工作容量大，但工作频率低，控制响应速度 较慢a 晶闸管的开关频率低，决定了滤波元件体积大，增加了装置的总重量。 3 ) 电源的输入端有工频变压器将3 9 6 v 电压变成2 2 0 v 电压，增加了装置的 体积和重量。 4 ) 电路中分立元件多，不便于维护，装置的可靠性也相应降低。 1 2 开关电源的发展 传统性的串联稳压器，调整管总是工作于放大区，沉过的电流是连续的。 西南交通大学硕士研究生学位论文 第3 页 这种稳压器的缺点是承受过载和短路能力差、效率低，一般只有3 5 6 0 。 由于调整管上损耗较大的功率，所以需要采用大功率调整管并装有体积较大的 散热器。而开关电源的调整管工作在开关状态，则功率损耗小，效率高，可达 7 0 9 5 ：同时稳压器体积小，重量轻；由于调整管功率损耗小，散热器也 随之减小。此外，滤波电感和电容可用较小数值的元件，允许环境温度也可以 大大提高。 广义地说，凡用半导体功率器件作为开关，将一种电源形态转变成为另 种形态的主电路都口q 做开关变换器电路；转交时用自动控制闭环稳定输出并有 保护环节则称开关电源( s w i t c h i n g p o w e r s u p p l y ) 。堙3 开关电源出现于电子技术飞速发展的2 0 世纪6 0 年代，其开关频率仅为数 千赫兹。随着开关器件和磁性材料性能的改进，开关频率也不断提高，但当频 率达到1 0 k h z 以上时，变压器、电感等磁性元件发出的噪声变得很刺耳，为了 追求更小的体积和减小噪声，在2 0 世纪7 0 年代，开关频率突破了2 0 k 盹e 的人 耳听觉极限，进入“无声”的频域，史称“2 0 k h z 革命”。m o s f e t 的使用， 使电源的开关频率进一步提高。此后，开关电源在小功率应用领域逐渐取代传 统的线性电源，成为计算机、彩色电视机等电器的电源装置的主流。- 器件容量i 及开关频率的关系如图1 _ 二2 所示j 、 、。 1 。 。 进入2 0 世纪8 0 年代以后，为了适应宇航、军事等应用领域对电源的更小、 更轻、更高效的迫切要求，出现了以谐振为特征的软开关技术，所谓“软开关” 指的是零电压开关( z e r o v o l t a g e s w i t c h i n g 简称z v s ) 或零电流开关 ( z e r o c u r r e n t s w i t c h i n g 简称z c s ) 1 2 1 较好地解决了开关损耗和开关噪声的 问题，使得小型开关电源的开关频率达到了5 0 0 k h z 一1 d m h z ，功率密度接近 1 0 w c m 3 ，从而为开关电源的发展史揭开了新的一页。 在通讯电源技术领域，开关电源已经基本取代了相控整流电源；在焊接电 源中，较大程度地取代了交流变压器弧焊机和二极管整流焊机；在工业领域中， 尤其是电解、电镀和电加热等方面，随着节能和提高控制性能的要求不断提出， 也需要采用开关电源。这促使开关电源不断向大功率、高效率、高可靠性和智 能化方向发展，并逐步打破了相控电源在这些领域一统天下的局面。 西南交通大学硕士研究生学位论文第4 页 现代高频开关稳压电源技术涉及的内容是极其广泛和十分复杂的。它横 跨了三个学科：一是微电子精细加工的智能化专用集成电路控制芯片系统，并 具有良好的包括短路保护在内的多种保护能力，从而大大提高了变流器的工作 可靠性：二是正在快速更新的高性能功率半导体m o s f e t j 1i g b t 等电力电子 器件，i g b t 作为开关功率器件后，不仅损耗减小，开关频率也大为提高：三 是要合理选用、绕制各种电感器件和高频变压器所用的磁性材料，有软磁铁氧 工作频率， 图1 2 器件窖量汲习号瓣的关系 2 0 世纪9 0 年代以来，高频功率变换技术飞速地发展，不断涌现了新型电 力电子器件、高智能化i c 和新电路拓扑，创造出十年前意想不到的许多新型稳 压电源。他们具有高效性、高频率、高可靠性和低噪声、低污染品质，极大地 节约了电能、降低了材耗与成本，缩小了体积和重量，明显减少了电磁干扰。 现代电源技术正以空前的规模改造着传统的旧式电器设备，广泛进入了国民经 济和人类生活的各个领域。 软开关技术( s o f t s w i t c h i n g ) 综合了p w m 开关与谐振变换技术两者的优 点：既有脉冲方波高效传递功率和恒频控制便于优化参数，又有谐振技术的低 损耗和零电压的特点旺1 。这种“零开关”技术充分利用变压器潺感与功率管输 西南交通大学硬士研究生学位论文第5 页 出结电容之间的谐振，产生满足零电压导通或者零电流截止的条件，使开关管 导通时电压为零，截止时流经开关的电流为零。因此大大减少了功率管的开关 电压、电流应力和尖刺干扰，降低了损耗，开关频率明显提高。开关频率的提 高，可使电感、变压器和电容等元器件小型化：使电力电子装置系统在响应时 间、频率范围、噪音和模块体积等方面的性能都有所提高。目前较成熟的软开 关电路有：零电压开关准谐振电路；零电流开关准谐振电路；移相全桥零电压 开关p w m 电路；零电压转换p w m 电路。随着市场对电源体积和重量的要求 越来越苛刻，软开关电路在电源中的应用越来越广泛，现代高频稳压电源的软 开关技术正在快速发展。从发展的角度来看，软开关是未来电源技术的主流。 高频开关整流器由主电路、调制控制电路和辅助电路三部分组成。高频开 关整流器原理图如图1 3 所示。主电路由交流整流滤波、直流一直流变换( 高 频变换) 器等元器件组成，其作用是从单相或三相交流电网取得交流电，并将 其转换为符合要求的直流电。控制电路一般采用p w m 脉宽调制电路，它包括 输出采样、信号放大、控制调节、基准比较等单元，其作用是对输出电压进行 检测和取样- 并与基准定值进行比较，从而控制高频开关功率管的开关时间比 例，达到调节输出电压的目的。功率因数校正网络也是高频开关整流器的重要 组成部分，其功能是通过控制过程，使输入电流波形跟踪正弦基波电流，且相 位与输入电压同相，使功率因数接近1 0 。辅助电路包括手动调整、稳压电源、 保护信号、故障报警以及通信接口等。 与早期的线性串联调节稳压电源相比，p w m 脉宽调制型高频开关稳压电 源的显著特点是： ( 1 ) 由于主功率晶体管工作在开关状态，其损耗很小，使电源变换器和整机 的效率大为提高，将开关电源应用于大功率装置更利于节约能源。 ( 2 ) 由于铁氧体高频变压器的体积和重量明显减少，去掉了原有的笨重和庞 大的老式工频变压嚣。这就大量减少了漆包线和硅钢片的用量，使开关电源的 体积和重量大为减少，成本降低。 ( 3 ) 电网输入电压的范围可以大大变宽，负载变化的输出电压稳定度也明显 提高。 西南交通大学硕士研究生学位论文第6 页 ( 4 ) 由于开关频率大幅度升高，使副边输出滤波电容量减小。 ( 5 ) 电源的可靠性能也显著提高。 ( 6 ) 高频半导体器件( v m o s 或i g b t ) 取代晶闸管，具有输入阻抗高、开 关速度快、高频特性好、线性好、失真小、多管并联、输出容量大等特点。 ( 7 ) 由于元器件集成化，维护工作量很小。同时由于控制、调制技术先进， 使得各项技术指标非常先进。 交 i 窒堡望婆些塑1 童煎= 真煎壅垫 l 皇堕堂坚一 图1 - - 3 高频开关整流器原理圈 1 3 本文所做的千作。i 一：。：一二。i 。一。= 。 ( 1 ) 对开关电源主电路的拓扑结构的进行讨论。选出一种方式做为机车 i l o v 开关电源主电路的设计基础。 ( 2 ) 对控制系统进行阐述，进一步提出了控制中面临的问题。通过采用传 统的p w m 技术对机车1 1 0 v 开关电源单组变换器的控制加以论证，经过比较， 进一步给出适合替代机车1 1 0 v 直流稳压电源的开关电源的控制实现方式。 ( 3 ) 对1 1 0 v 开关电源进行设计。设计方案依据机车现有的1 1 0 v 直流稳 压电源的基本参数先设计一个单变换器的开关电源，其中进行了主电路参数的 计算，确定了全桥变换器实现z v s 和z c s 的条件并进行了仿真，进而对控制 电路和驱动电路进行了设计。最后采用两组单变换器在输入端、输出端并联的 方式，对机车1 1 0 v 开关电源进行了设计，其中包括工频整流与滤波电路的设 计，功率因数校正电路的设计，最终设计形成了机车1 1 0 v 开关电源。 西南交通大学硕士研究生学位论文第7 页 第2 章开关电源组合型主电路拓扑结构的研究 在开关电源技术中，基本的d c d c 变换器主电路拓扑主要分为以下四种： ( 1 ) b u c k 电路降压斩波器；( 2 ) b o o s t 电路升压斩波器；( 3 ) b u c k b o o s t 电路降压或升压斩波器( 电感传输) ；( 4 ) c u k 电路降压或升 压斩波器( 电容传输) 。本文研究的目的是用开关电源替代电力机车1 1 0 v 直流 稳压电源，针对电力机车稳压电源功率大等特点，现将两组d c d c 变换器通 过适当的组合连接来实现机车1 1 0 v 直流稳压电源特定的技术要求。本章主要 讨论两组d c d c 变换器在并联、串联、串一并联和并一串联的方式下的参数 矩阵与子参数矩阵之间的关系，并指出各种连接方式的特点。选出一种方式做 为机车1 1 0 v 开关电源主电路的设计基础。 2 1 输入端并联、输出端串联时的工况分析 2 1 1 电路结构及网络参数关系 如图2 - - 1 所示，；孙b 是睡全完全捐同的d c d c 变换器，它们在输入端并 联，在输出端串联，形成复合结构。 图2 一l 变换器并一串联的开关电源 对图2 1 可以表示成图2 2 所示的网络图，由图可得 一一一 耍匝奎望查堂堡主堡壅生堂垡笙茎 塑! 夏 其中 图2 - - 2 并串联连接网络图 睫 。 盘：冬 ；陵 + 毳 - h 乏 + h 。 z z h f 爱 + h 。 笔 = h 爱 ( 2 1 ) h 2h+he(2-2) 式( 2 2 ) 表明：由两个子双口网络并一串联连接而成的总双口网络，其 h 矩阵等于两个子双口网络的h 矩阵之和。这个结论的成立是有条件的，即两 个子双口网络经并联后啊每含焉双口网络峭口电流约束条件必须得到保证。 叫急日h 习1 2叫乏惫1 h l l 外i 如h l l + 叫h 二。意矧 c 2 吲 将式( 2 - - 3 ) 代入式( 2 - 1 ) 得： 丘t 旧。+ 日：。竣+ 。：+ 目厶坡 吱= ：。+ ；。k + ( ：+ h ；：v ： 由式( 2 - - 4 ) 得： 瓯= 刮。 ( 2 4 ) ( 2 5 ) ( 2 6 ) 西南交通大学硕士研究生学位论文第9 页 而z ，n 。每l ，：。茜l ，。日。= ；每i ，；。5 苦l 。 c z ， 从式( 2 - - 6 ) 和式( 2 - - ) 可以看出，各子双口网络的输入端导纳都小于 总双口网络的输入端导纳。若每个子双口网络的外特性完全相同，则每个 d c d c 变换器的输入端电流是总输入端电流的一半。这样，在输入端电压和功 率不变时，由两个d c - d c 变换器构成的总网络，其开关管所流过的电流比单 个变换器构成的总网络的开关管所流过的电流减少了一半，即所用的开关器件 的电流额定值减少了一半；在输入端电压和每个d c d c 变换器的输入电流不 变时，两个d c - d c 变换器构成的总网络的输入功率比一个变换器构成的总网 络的输入功率提高了一倍。 由式( 2 - - 5 ) 得： 曹2 2 ；纠( 2 - - 8 ) 2 2 b 而f ，z ：2 刭。毒 。f ，：。爿，。2 罢i ，。 c 2 ， j1 7 卜j “- 二，j 矗j ? ： i j 一，j 一| j ：m ? 矗：+ ：一、c - l 二毫i7 j ：x 备。 从式( 2 - - 8 ) 和式( 2 - - 9 ) 可以看出，各子双口网络的输出端阻抗都小于 总双口网络的输出端阻抗。若每个子双口网络的外特性完全相同，则每个 d c - d c 变换器的输出端电压是总输出端电压的一半。 2 1 2 电路特点 图2 1 的电路结构适合于输入电压不太高，输出电压较高，而输出电流不 高的情况。当两个变换器具有相同的开关相位占空比时，由于两个变压器输出 绕组串联，所以其电流相同，这个电流关系反映到变压器的原边电路，以强迫 每个变压器输入电流相等，这种自动分担功率的特点，使电路不必采用平衡控 制电子线路，这是该线路的优点之一，其次，输出二极管所需的反向电压数值 比单个变换器时要低很多。由于电流相同，故二极管管压降也接近。在输出低 西南交通大学硕士研究生学位论文第1 0 页 通滤波器的输入端的电压波形是各个变压器绕组输出电压波形的几何和。因此， 可以利用a 、b 两个变换器的变压器绕组匝数比的不同，以及两个变换器之间开 关相位占空比的不同来实现组合变换器的不同电压波形。 2 2 输入端并联、输出端并联时的工况分析 2 2 1 电路结构及网络参数关系 如图2 - - 3 所示，a 、b 是两个完全相同的d c - d c 变换器，它们在输入端和 输出端都是并联，经过这样连接得到复合结构。对图2 - - 3 可以表示为如图2 4 的网络图。 + k 叭 博 赶 p ： - _ _ p ： 1 c 2 m i bc 3dj l 瑟 图2 3 两组变换器并联型式 图2 4 并联连接网络图 西南交通大学硕士研究生学位论文 7 第1 1 页 对圈2 - - 4 所不的嘲络，甬 川川瑚 川躐川铷 卧l 暖 阶k 暖】 所以 乏 一y j 【芝】+ y j 暖 一c l + k ，擘i 。y 毳】( 2 - - 1 0 ) 其中 y=y+k(2-11) 式( 2 1 1 ) 表明：由两个子双口网络并联而成的总双口9 5 1 l 络，其y 矩阵等于 两个子双口网络的y 矩阵之和。这个结论的成立是有条件的，即两个子双口网 络经并联后，每个子双口网络的端口电流约束条件必须得到保证。 对于两个结构完全相同的双口网络，当它们的输入端电压、输出端电压和 电流也相同时，若把两个网络并联起来，总双口网络的导纳等于两倍的子双口 网络的导纳，输出电流等于两倍的予双口网络的电流，因此，这种电路结构适 合输出电压不太高，输出电流较高的情况。 叫y 1 2 】l 。臣建】 y 。隆讣瞳：蠢乏矧( 2 - - 1 2 ) 将式( 2 - - 1 2 ) 代入式( 2 - - 1 0 ) 得： ，：( k 、+ k ：谚+ ( k ，+ k ：耽 ( 2 - - 1 3 ) 西南交通大学硕士研究生学位论文第1 2 页 ，：。( y 2 ，+ 磁耽+ ( + 呓耽 由式( 2 - - 1 3 ) 得： 私乱 h t2 到n 。2 刮晓。 x ：= 刮“。蔷l 吃。 ( 2 1 4 ) ( 2 1 5 ) ( 2 1 6 ) 从式( 2 1 5 ) 和式( 2 1 6 ) 可以看出，每个子双口网络的输入端导纳都 小于总双口网络的输入端导纳。若两个子双口网络的外特性完全相同时，每个 d c d c 变换器的输入端电流是总输入端电流的一半。这样，在输入端电压和功 率不变时，由两个d c - d c 变换器构成的总网络，其每个变换器的开关管流过 的电流是一个变换器构成的总网络的开关管流过的电流的一半，即开关管器件 的电流额定值减少了一半；在每个d c - d c 变换器的输入电流和电压不变时， 由两个变换器构成的总网络，其输入功率是一个变换器构成的网络的输入功率 的两倍。 、 由式( 2 - - 1 4 ) 得 1 圪1 乱( 2 - - 1 7 ) 赳。赳。圪。刮。乱( 2 - - 1 8 ) 从式( 2 - - 1 7 ) 和式( 2 - - 1 8 ) 可以看出，每个子双口网络的输出端导纳都 小于总双口网络的输出端导纳。着两个子双口网络的外特性完全相同时，每个 d c d c 变换器的输出端电流是总输出端电流的一半。这样，在总输出端电流不 变时。由两个d c - d c 变换器构成的总网络，其每个变换器的整流管所流过的 电流是单个变换器构成的总网络的整流管所流过的电流的一半，即整流管的电 流额定值减少了半；在每个变换器的输出端电流和电压不变时，由两个变换 西南交通大学硕士研究生学位论文 第1 3 页 器构成的总网络，其输出电流和功率是一个变换器构成的网络的输出电流和功 率的两倍。 2 2 2 变换器并联的优点： ( 1 ) 由于受半导体开关元件承载能力的限制，设计的单台变换器输出有一个 极限最大功率，变换器并联以后，可以提供大一些的功率。 ( 变换器并联后，可以提高系统的可靠性。如，三台变换器并联而成的组 合变换器( 其中任何两台都能满足满负载运行) ，出现两台变换器同时损坏的概 率就要比单个变换器出现损坏的概率要小的多。 ( 3 ) 变换器并联可以增加频率以及减小输入、输出电流脉动幅值。这时输入、 输出电磁射频干扰滤波网络的尺寸、重量也会减小。 ( 4 ) 变换器并联运行的要求：各并联开关电源模块，在正常工作情况下能 够均流运行；当某一模块发生故障时，不应显著影响其他模块的工作。 设计中可用集成均流控制器；运算放大器自行构成均流电路。 2 3 输入端串联、输出端串联时的工况分析 2 3 1 电路结构及网络参数关系。 如图2 5 所示，a 、b 为完全相同的d c - d c 交换器，它们在输入端和输 出端都是串联，可以表示成固_ 2 j 压示鼬l 络国，有： 图2 5 串联连接 西南交通大学硕士研究生学位论文 、 第1 4 页 其中 图2 6 串联连接网络图 c 是】一【毳：毳】一【毳 + 暖 一z 一【：! + z 。 ；! z z 囊 + z 。【囊】- z 囊 ( 2 一，。， z m z _ + z 8( 2 2 0 ) 式( 2 2 0 ) 表明：，由两食予取用网络、串联而成的总双口网络的z 矩阵等 ，、：出脚矗o 墨 ，寄强嘲鼍舟：弦z 嚣：霄 于两个子双口网络的z 矩阵之和。这个结论的成立是有条件的，即每个子双口 网络的端口电流约束条件必须得到保证。 z t 臣 将式( 2 2 1 ) 代入式( 2 1 9 ) 得 只一( z 。，+ z ：，y 。+ ( z ，：+ z 厶妒： 矿2 - ( z ：。+ z i ，v 。+ ( z 。+ z h 玩 由式( 2 2 2 ) 得 毛吼。吼f z z 。 ( 2 2 1 ) ( 2 2 2 ) ( 2 2 3 ) ( 2 2 4 ) ，n ，砣 z z + + n 硷 z z ，u ，n z z + + n n z z _l = ，l-_i_j 拉 z z 西南交通大学硕士研究生学位论文第1 5 页 气赳。孔。班：- ( 2 - - 2 5 ) 从式( 2 - 2 4 ) 和式( 2 - - 2 5 ) 可以看出，每个子双口网络的输入端阻抗都 等于总双口网络的输入端阻抗的一半。这样，在输入端电压不变时，由两个 d c - d c 变换器构成的总网络，其每个d c - d c 变换器的开芳管承受的电压比一 个变换器构成的总网络的开关管承受的电压减少一半，即开关器件的电压额定 值减少了一半；在每个变换器的输入电压和电流不变时，由两个变换器构成的 总网络，其输入电压和功率是一个变换器构成的网络的输入电压和功率的两倍。 由式( 2 - - 2 3 ) 得： 三2 ：，纠( 2 - - 2 6 ) 一，：h 而 z ：- 笔i 。一是i 。z ：- 列。- 乏l 。( 2 - - 2 7 ) 从式( 2 2 6 ) 和式( 2 2 7 ) 可以看出，每个子双口网络的输出端阻抗都 小于总双口网络的输出端阻抗。若两个子双口网络的爹f 特性完全相闯! 贝i | 每个 予双口网络的输出端阻抗是总双口网络的输出端阻抗的一半。这样，在输出电 压不变时，由两个d c - d c 变换器构成的总网络，其每个d c d c 变换器的整流 管所承受的电压是一个变换器构成的总网络的整流管所承受的电压的一半，即 整流管的电压额定值减少了一半；在每个变换器的输出电压和电流不变时，由 两个变换器构成的总网络，其输出电压和功率是一个变换器构成的网络的输出 电压和功率的两倍。 2 3 2 电路特点 这种连接方式适合输入端电压和输出端电压都较高，而输出端电流不太高 的情况。两个d c d c 变换器在输入端并联，共同分担输入端的电压值，使每 个变换器的开关管分担的电压值减小。输出端串联，输出电压为两个变换器输 西南交通大学硬士研究生学位论文第1 6 页 出电压之和，使整流二极管承担的电压值减小。 2 4 输入端串联、输出端并联时的工况分析 2 4 1 电路结构及网络参数关系 将图2 - - 7 表示成图2 8 所示的网络图，有： 图2 7串一并联连接 图2 8 串一并联连接网络图 西南交通大学硕士研究生学位论文 第1 7 页 巨】。【乏：z 】【z 】+ 【z 】。h 一【遗】+ h 。 荔】 - h - 【惫 + h 。【惫 。h 【惫】( 2 - - 2 8 ) 其中 h h 4 - h 口 ( 2 - - 2 9 ) 式( 2 - - 2 9 ) 表明：由两个子双口网络经串一并联连接以后得到的总双口网 络的h 矩阵等于两个子双口网络的h 矩阵之和。 h t 【尝：謇： 2 h n 4 - h i h l 。a + + h ：乞, ( 2 - - 3 0 ) 将式( 2 - - 3 0 ) 代入式( 2 - - 2 8 ) 得： 砖a ( 日。+ 日：。域+ 。：+ 日：耽 ( 2 3 1 ) 厶t0 丁：，+ 日；，玩+ h 。+ 日乏y 乞 ( 2 3 2 ) 由式( 2 - - 3 1 ) 得： 叠，。引 ( 2 嘲) 1 1 1 吃0 而 日u 引吒。- 爿吃。日：- 一l 叫。a l 哇。( 2 - - 3 4 ) 从式( 2 - - 3 3 ) 和式( 2 - - 3 4 ) 可以看出，每个子双口网络的输入端阻抗都 小于总双口网络的输入端阻抗。若两个子双口网络的外特性完全相同时，则每 个子双口网络的输入端阻抗是总双口网络输入端阻抗的一半。这样，由两个 d c d c 变换器构成的总网络，其每个d c d c 变换器的输入端电压是总输入端 电压的一半。在输入端电压不变时，由两个变换器构成的总网络，其每个变换 器的开关管承受的电压是单个变换器构成的总网络的开关管承受的电压的 半，也就是开关管的电压额定值减少了一半；在每个变换器的输入电压和电流 西南交通大学硕士研究生学位论文第1 8 页 不变时，由两个变换器构成的总网络。其输入电压和功率是一个变换器构成的 网络的输入电压和功率的两倍。 由式( 2 - - 3 2 ) 得： 疗：，拿i ( 2 - - 3 5 ) 屹蛀- o 而 日z - 纠。- 刽。日乞一刮。- 刮。( 2 - - 3 6 ) 从式( 2 - - 3 5 ) 和式( 2 - - 3 6 ) 可以看出，每个子双口网络的输出端导纳都 小于总双口网络的输出端导纳。若两个子双口网络的外特性完全相同时，则每 个子双口网络的输出端导纳是总双口网络的输出端导纳的一半。这样，在输出 电流不变时。由两个d c - d c 变换器构成的总网络，其每个d c - d c 变换器的整 流管所流过的电流将是一个变换器构成的总网络的整流管所流过的电流的一 半，即整流管的电流额定值减少了一半；在每个变换器的输出电压和电流不变 时，由两个变换器构成的总网络，其输出电流和功率是一个变换器构成的网络 的输出电流和功率的两倍。 2 , 4 2 电路特点 这种电路结构适合输入端电压较高，而输出端电压、电流不太高的情况。 减小了每个变换器开关管的额定电压值。 通过变换器的不同组合，开关电源电路的型式是多种多样的，但电路的实 用价值却有所不同。是否有实用价值，主要决定于电路的复杂程度、可靠性和 效率。 2 5 小节 通过比较看出输入端并联、输出端并联的组合具有以下优点： ( 1 ) _ 由于受半导体开关元件承载能力的限制，设计的单台变换器输出有一个 极限最大功率，变换器并联以后，可以提供大一些的功率。 ( 2 ) 变换器并联后，可以提高系统的可靠性。如，三台变抉器并联而成的组 西南交通大学硕士研究生学位论文第1 9 页 合变换器( 其中任何两台都能满足满负载运行) ，出现两台变换器同时损坏的概 率就要比单个变换器出现损坏的概率要小的多。 ( 3 ) 变换器并联可以增加频率以及减小输入、输出电流脉动幅值。这时输入、 输出电磁射频干扰滤波网络的尺寸、重量也会减小。 ( 4 ) 变换器并联运行的要求各并联开关电源模块，在正常工作情况下能够 均流运行；当某一模块发生故障时，不应显著影响其他模块的工作。 在机车1 1 0 v 开关电源设计中可用采用此种组合电路。 西南交通大学硕士研究生学位论文 第2 0 页 第3 章开关电源控制方法 在开关电源中，按照占空比的实现方式，开关电源的控制方式可以分为定 频控制和变频控制，定频控制即开关频率恒定不变，通过调整一个周期内开关 开通的宽度来调节输出电压，即通常所说的脉宽调制( p u l s e w i d t hm o d u l a t i o n ， p w m ) 技术；变频控制则有：定开通时间、定关断时间、迟滞比较等几种控制 方式。开关电源的另一种分类方式是按照检测信号的不同来分类可以分为单环 控制、双环控制和三环控制。单环控制主要是电压型控制，双环控制则有电流 型控制和v 2 控制等，这些控制都有一些衍生的形式。 本章先论证了并一并组合电路的特点决定了单变换器开关电源的控制方式 对其同样适用，进一步提出了控制中面临的问题。通过采用传统定频控制中的 p w m 技术对机车1 1 0 v 开关电源单组变换器的控制加以论证，因开关电源的主 电路为全桥式变换器，在以下论述中称其为全桥变换器的控制。经过论证比较， 进一步给出适合替代机车1 1 0 、，直流稳压电源的开关电源的控制实现方式，对 采用的移相控制z v z c s f b p w m 变换器等进行了重点论述。 3 1 组合电路控制方式 对于并一并联连接形式，由于电路本身具有均流功能，所以不需要采用附 加的均流手段。当两个子电路采用相同的相位和占空比进行控制时，各子电路 的输出电流是总电路的电流：各子电路的电压是总电路的一半，即各子电路副 边整流二极管承受的电压是单个变换器构成总电路的一半。若输出电压恒定， 则予电路的占空比将减少一半。当两个子电路采用相位顺序( 相位差1 8 0 。) 、 占空比相同的方式进行控制时，由两个子电路构成的总变换器的频率将是一个 变换器频率的两倍，这样可阻减小滤波电感和电容的体积。如果把一个子电路 作为冗余考虑，滤波部分仍按一个子电路构成的变换器来设计，两个子电路可 以同时工作，当一个子电路出现故障时，另个也能满足满负载电流的要求。 对于两种桥式变换器并联的控制，可以使两个变换器分别工作在l 2 的开 西南交通大学硕士研究生学位论文第2 1 页 关周期顺序工作，这一时间顺序导致输入及输出电流纹波频率为整个变换器开 关频率的2 倍。顺序开关的另一个好处是，使输入至输出电流波形占空比的增 加，以及其峰值电流的减小。也可以使两个子电路以相同的相位和占空比来工 作。每个子电路输出端的电流和电压的波形频率与总变换器相同，当一个子电 路出现故障时，另一个子电路工作仍然能满足满负载电流的要求。 3 2 全桥变换器的基本控制方式 对于全桥式变换器，在变压器副边得到占空比d 可调的正负半周对称的交 流方波电压，可以有多种控制方式。如双极性控制方式( 也称常规的脉宽调制 控制方式) 、有限双极性控制方式和移相控制方式。变换器的开关管都是脉宽调 制( p w m ) 工作方式，也就是占空比控制方式，通常是在固定开关频率的条件 下，直接改变主功率开关管的导通时间宽度，通过取样、比较放大、驱动电路 控制开关周期的占空比，把电网输入整流滤波后的直流离斤，变成了高频交变 开关脉冲并传递到副边，再经二次整流滤波输出客户所需要的特定直流电压和 审，流值。 3 2 1 双极性控制布式。晒。，一 在双极性控制方式中，功率变换是通过中断功率流和控制占空比的方法实 现的，工作频率恒定。开关器件通常工作在硬开关状态下，由于电路中杂散参 数( m o s f e t 结电容和线路上寄生电感等) 的影响，开关管在开关过程中的电 流尖峰( 容性开通) 和电压尖峰( 感性开通) 会很高，一般需要很大的安全工 作区并附加缓冲电路吸收。开关管的损耗很大，从而限制了开关频率的提高： 同时过高的d v d t 与d i d t 会造成严重的开关噪声，并通过开关米勒电容耦合到 驱动电路，影响控制和驱动的稳定性。 3 2 2 有限双极性控制方式 有限双极性控制方式的特点是：电路中一个桥臂的两个开关管( 例如q 3 、 q 4 ) 1 8 0 。互补导通，另一个桥臂的两个开关管( 例如o l 、q 2 ) 的导通占空比 西南交通大学硕士研究生学位论文、第2 2 页 可调。如图3 - - 1 ( b ) 所示。定义q 1 和q 2 组成的桥臂为超前桥臂，而q 4 、 q 3 组成的桥臂为滞后桥臂。这种控制方式可以实现超前桥臂开关管的零电压开 关( z v s ) 2 吏滞后桥臂开关管的零电流( z c s ) ，特别适合于选用i g b t 这类器件 作为滞后桥臂的开关管，可有效克服i g b t 的电流托尾影响。这种控制方式也 可以用另一种方式实现，即电路中两个桥臂同一侧的两个开关管( q 2 和0 4 ) 1 8 0 。互补导通，桥臂的另一侧两个开关管( 例如q 1 和q 3 ) 的导通占空比可 调，如图3 1 ( c ) 所示。 q l q 2 q 3 0 4 q 1 0 2 0 3 q 4 il f l l l ( a ) 双极性控制方式 l 1 广1广 l i 广 广 1 i i 1r ( c ) 有限双授性控制方式2 0 1 0 2 q 3 0 4 0 1 q 2 q 3 q 4 广1r lli r 一1r l i ji ( b ) 有限双极性控制方式1 广 广一 1 广1 r 一 厂 广1 仰移相p w m 控剃方式 图3 一l 全桥交换器的基本控制方式 3 2 3 移相控制方式 移相控制方式的工作原理为：如图3 1 ( d ) 所示，每个桥臂的两个开关 管1 8 0 。互补导通，两个桥臂的斜对角开关管的导通之间相差一个相位，即所 西南交通大学硕士研究生学位论文第2 3 页 谓移相角。通过调节此移相角的大小，来调节输出电压脉冲宽度，在变压器副 边得到占空比d 可调的正负半周对称的交流方波电压，从而达到调节相应的输 出电压的目的。如果q 1 和q 2 的驱动信号分别领先于q 4 和q 3 ，则可以定义 q 1 和0 2 组成的桥臂为超前桥臂( 1 e a d i n gl e g ) ，q 3 和q 4 组成的桥臂为滞后桥 臂( 1 a g g i n g l e g ) 。移相控制时，变压器原边的电压波形如图4 - 2 所示，方波电 压v a b 的宽度仅与移相角a 有关，a = o 。时，则v a b 为宽1 8 0 。电角的方波： 越大，则v a b 波形越窄。 从实现变换器装置的小型化和轻量化的角度来看，有限双极性控制方式和 移相控制方式是具有更多优点来实现软开关的控制方式，是中大功率应用场合 的理想控制方式。 q ，ll q 2 i ；l i q l q 4l l q 3 l 1 乩 l i 乙 口 - i il t j 2 ； 圜1 一，敌姻蛄盎i i 下虑r r 勰盾抽士e 3 3 控制方式中软开关的实现 3 3 。1 采用方式 移相控制方式是全桥变换电路拓扑实现软开关中广泛应用的一种控制方 式。这种控制方式是谐振变换技术与常规p w m 变换技术的结合。移相 z v s - p w m 控制方式，是利用开关管的结电容( 或并联电容) 和高频变压器的漏 电感作为谐振元件，如图3 2 所示。在同一桥臂的两个开关管的死区时间内， 利用高频变压器的漏感所储存的能量，对功率开关管两端输出电容的充放电， 使开关管的两端电压下降为零，使全桥变换器的四个开关管依次在零电压下导 通；在各开关管的结电容作用下，使各开关零电压关断。z v z c s p w m 移相控 西南交通大学硕士研究生学位论文第2 4 页 制方式，是利用开关管的结电容( 或