基于Σ-Δ转换器并集成了电流和温度传感功能的IGBT模块.doc

基于-转换器并集成了电流和温度传感功能的IGBT模块-转换器 IGBT模块 无磁芯变压技术1引言 现代工业变频应用如高精度的高速伺服驱动器要求变频器系统能够在较高的输出条件下提供准确能量。为了实现驱动系统的速度/转矩控制和保护功能，在变频器运行过程中，必须同时对变频器的多个参数进行采样，如输出电流、直流母线电压、大功率半导体芯片结温等。近来，随着电力电子技术的发展和所取得的成果，能够做到将检测功能集成在大功率模块内部，从而减小外部空间，提高了系统的可靠性，并降低逆变器系统的总成本。本文将介绍用于实现控制和保护功能的两种集成电流检测和温度检测的方法，并对其进行说明和论述。2电流检测和温度检测解决方案 第一种方法，在最新一代IGBT模块中集成功率较大的精确取样电阻。温度检测则通过一个普通的NTC热敏电阻来实现。第二种方法，是把温度检测和电流检测集成到IGBT芯片当中，获得温度-电流-取样的（TCS）IGBT。 通过-转换，将检测到的模拟信号转换成数字信号，然后通过电气隔离的方式传到低压控制侧。这种隔离方式采用无磁芯变压器技术（CLT）2、3来实现，应用半导体工艺与-一起集成在模块内部。2.1 集成了NTC和电阻取样的IGBT模块图1三相全桥逆变单元MIPAQTM sense原理框图图注：DC-busbar: 直流母线；coreless transformer：无磁芯变压器；Isolating Barrier replacing optoelectronic parts：隔离势垒代替光电部件; digital output：数字输出; High side：上桥臂; Three times clock and single bit / datastream：三重时钟和单字节/数据流 图1所示为三相全桥的电路结构图，集成了NTC热敏电阻、输出电流电阻取样、-转换器以及采用CLT技术的数字信号隔离功能。该模块采用较为成熟的Econo3封装结构，称之为MIPAQTM-Sense系列1。 把电阻取样的测量方式应用于速度和转矩控制的方式是一种最经济的解决方案，用来取样的电阻可以很容易就焊接在模块内的DBC上。这种设计理念便于取样电阻的绝缘，并且以一种最优化的方式对它进行冷却散热。取样电阻的缺点是会带来额外的功耗，不过，相对于功率半导体的损耗而言，它的损耗是完全可以忽略不计的。另一个缺点是，由于引入了取样电阻，IGBT和二极管芯片的DBC有效面积将变小。 在模块内部也集成了一个NTC热敏电阻在DBC上。这种方式是一种成熟的技术，在测量温度时候不会受电势的影响。不过，它不能直接检测到芯片（IGBT/二极管）温度信号。对于大多数电机驱动产品而言，这种测量方式已经足够用来获得具有“低通滤波”功能的温度信号，从而对IGBT 温度限制进行监测。 电流流过取样电阻所产生的压降通过-转换器进转换成数字信号。接下来将会介绍小信号-转换的更多特性。2.2 TCS-IGBT 通过将一定数量的IGBT单元从金属化的发射极功率端分离，可获得片上电流检测功能。采用这种方式，会产生一个额外的检测发射极端子，在应用的时候应当把这个端子和低阻值的电阻相连（见图2）。图2片上电流检测型IGBT(虚线框内)和低阻值电阻相连检测电流 从图中可以看出，通过电阻所得到的电流信号iSense是整个器件负载电流iL的一小部分。在理想情况下，iSense的值等于负载电流乘以检测单元数量，再除以IGBT总的单元数。因此，为了获得流过IGBT上的电流，只需将检测到的电流值乘以检测单元的比率即可。在这个应用中，把检测电阻引入到回路中会造成发射极隔离的检测单元和主功率单元之间的电流密度不匹配。在这个电路中，所选电阻阻值越大，所造成的按比例测量到的电压和实际负载电流之间的偏差就会越大。另一方面，为获得适当的压降，需要一定阻值的检测电阻。图3600V/200A TCS-IGBT：传统方法测量的iL与VSense 的对比 图3所示为双脉冲测试情况下，600V/200A片上电流检测的IGBT的电流上升图。选择0.5欧姆的RSense电阻，图中纵坐标为每分度50mV/div。若VSense的曲线采用这一比例坐标，测量到的信号有时就会高于采用传统方法测量到的电流曲线iL。图4VSense比例为0.9时的iL与VSense 的对比(数据来源于图5)图注：圆形虚线图注释：由于栅极电流的突变，特别是IGBT的检测信号和门极信号采用相同的发射极辅助端子的时候，会造成电压这个锯齿状波形。 如果采用0.9的换算系数调整VSense的偏差，就会出现图4显示的情况。在小电流情况下，两种方式所得到的VSense曲线就越接近。随着电流的增大，电阻上的电压将逐渐偏离iL曲线。因为，检测电阻上的压降越大，IGBT检测单元与功率单元之间的VCE的差别就越大。这将造成这些单元内部的电流密度差别增大，导致检测电阻上面的压降减小。 在2倍额定电流条件下开关的检测电阻压降的动态响应如图5所示。当关断TCS-IGBT时，检测到的电压会有振荡产生，1s后信号稳定。而导通过程不会有振荡产生。它将以一种定性的方式重新生成二极管的反向恢复电流峰值，然后出现持续5微秒的瞬时负脉冲信号（可从图3和图4观察到）。图52倍额定电流条件下iL与VSense的对比 总之，TCS-IGBT的电流检测功能并不能提供最精确的电流信息，这个信息是用来控制电机的必备参数。然而，这个信号在准确度及动态响应方面的性能可用于实现IGBT的过流和短路检测。用这种方法实现过流和短路检测时，无需像传统的饱和电压检测VCE(sat)方式一样需要增加额外的高压二极管。被测信号和IGBT的发射极电位相关，能实现简单的电流检测功能，值得注意的是，要想实现重要的保护功能需要对极小的信号进行处理。 在温度检测功能方面，TCS-IGBT的上方集成有PN结二极管，一般来说，这些二极管与IGBT芯片的任何一个极是相互绝缘的，但它们的PN结压降应参照发射极电位。 在电流恒定情况下，用PN结上产生的压降来指示芯片温度是比较好的一种方法。为了得到在芯片发热时这个二极管的电压阶跃响应，可以給一个TCS-IGBT发送8微秒的短路脉冲（图6）。图6TCS-IGBT的短路：栅极发射极电压(蓝色)和负载电流(红色)图7 温度检测二极管的阶跃响应：PN结压降(绿色)和负载电流(红色)的变化情况 图7显示的是在发生短路（图6所示）之后芯片温度的改变引起二极管压降的变化情况。短路电流所产生热量峰值大约经过100s才能被二极管检测到。 由于IGBT芯片内部存在热时间常数，因此，这种方式不适用于用来检测芯片的短路情况。除了这方面的缺点之外，从某种程度上来说，这种方式还是可以直接获得与芯片相关的温度信息。2.3 增加了功能性绝缘的-转换器图8实际测试的-转换器1EC010I12-F输出波形 与采用A/D转换器的传统方法相比较，采用上面提到的-转换器的检测方法具备很大的优势。首先，只需要两个通道用于传输数据和时钟信号4。这两个信号可以很方便的进行隔离传输，通过一种采用微变压器技术称之为无磁芯变压器技术2、3的工艺进行功能性的隔离。图8中，通道3代表了时钟信号（fCLK=10MHz），通道2则是以串行方式的-数据流波形，这个信号是经过英飞凌二阶-比转换器(1EC010I12-F)所产生。在转换器的后级还包括了采用微变压器适用于1200V IGBT应用绝缘技术。时钟信号（通道3）的下降沿表示数据流中的有效信号/“时间点”。 检测到的模拟信号需要经过调制和隔离传输，并且经过数字化处理之后才能传送給单片机或DSP，对IGBT逆变器进行控制。经过调制后的-信号由其原有的频谱信号和经过量化高频噪声构成（参看图9b）。 (a)在-转换前的信号 (b)经过-转换后的信号(c)经过数字抽样滤波的信号图9 在时域和频域下表示的测量信号注意，窄带信号必须经过宽带噪声源抽取。因此，必须在调制器输出端与逆变器控制输入端的信号通道之间放置一个具备低通特性（图9b的黑线）的数字滤波器。这个滤波器还必须能对调制后的信号进行转换（在“1”和“0”之间切换），形成字长为w的并行多字节信号，然后把调制器的高速时钟信号（这里为10MHz）分解开来，传给单片机或DSP进行信号处理。在这个过程中，需要速度很高的乘法器、复杂的移位寄存器和滤波器，这种滤波器常常是DSP系统中最大的瓶颈。这里介绍了一种十分简单但是非常高效的滤波器算法，即所谓的级联积分梳状（CIC）滤波器5，这种算法可以很方便的应用于FPGA，其结构（CIC）图10示。图10K=3阶的级联积分梳状(CIC)滤波器原理框图 该滤波器由延迟器和加法器构成，他们可以用作积分器和微分器使用，不需要乘法器就可实现。在积分器I与梳齿件C之间，用抽样比例的OSR除时钟fCLK 。在输出端呈现多字节的信号，字长取决于阶数K和OSR，如文献4所述。OSR相当于捕获的-输入信号的附加采样。因此，只需在输入端增加一个简单的一阶RC低通滤波器。 下面的等式为Z域的时间离散变换函数H(z)： 在该等式中，K为阶数，OSR为附加采样/抽样比例。滤波器频率变换函数|H(f)|是Sinck-函数（sinus基数）： 在这里，-3dB点位于f-3dB = 164kHz处。它满足了图9b中描述的所需低通功能。有关深入论述Sinck-函数的变换情况请参照参考文献5。图11OSR等于16时sinc3滤波器的响应图12-转换器1EC010I12-F的变换特性图13不同的附加采样/抽取比例条件下，经过Sinc3滤波的-调制信号 为了要测试和观察集成-转换器1EC010I12-F的变换特性，在一个1200V IGBT半桥电路结构中，同时采用一个PEARSON电流探头和-转换器时钟信号及比特信号进行捕捉。捕捉到的信号如图12中所示。捕获的波形通过PC机的电子数据表程序读取，时钟和比特流信号实现了一位数字化。有了该电子数据表程序，可对三阶CIC滤波器结构（Sinc3滤波器）进行建模，并且逐行计算并模拟图10中显示的积分器和梳齿件的状态。该时间离散滤波器的处理过程应用于FPGA。这里采用了不同的附加采样率（OSR），用于说明不同的效果。图13显示了比特流经过模拟数字滤波之后的结果。很明显，输出信号经过-调制后的十分精确（通过直接测量的输出电流“I_pearson”波形和滤波器输出信号重合。） 在图12中，通道2表示IGBT半桥输出电流（红色，以V而不是A表示）；通道1和通道3表示-转换器输出时钟比特流（底部的噪声）；通道4表示经过1EC010I12-F内部滤波的模拟输出信号。附加采样/抽取比例OSR越高，重新获得的信号就越精确并且时间响应就越长。在这个假设条件下，转换速度tconv和OSR之间存在线性平衡，可利用-时钟信号fCLK=10MHz(积分器)或fCLK/OSR(梳齿件C)的时钟，触发FPGA的寄存器，并且可以获得上面提到的Sinc3滤波器的阶跃响应： 根据具体的应用，在所需精度与变换速度之间找到一个平衡点。目前，单片机/DSP可以把这种抽取和滤波的-调制信号应用于在功率电子系统的控制中。有关集成电阻取样/-转换器拓扑的研究和特性描述正在进行当中。3结束语 本文介绍了IGBT模块集成的电流与温度测量检测功能的一种未来趋势，如英飞凌的MIPAQTM系列中所采用的方式，以及IGBT片上检测方法。文章详细介绍并讨论了两中可能的集成解决方案，列举并论述了其优点和缺点。总之，IGBT模块的集成电阻取样检测方式更适用于速度和转矩控制，而片上电流检测方式似乎只适用于用来作保护功能。 与NTC方法相比，片上集成二极管的温度检测功能不能提供良好的低通温度信