防治杂散电流.doc

中文摘要 杂散电流对地铁周围的埋地金属管道、通讯电缆外皮以及地铁主体结构钢筋等发生电化学腐蚀，会产生严重的危害。因此防治杂散电流成为许多专业研究人员的课题，本文针对地铁铁轨上产生的杂散电流，采用开关电源技术，设计了一套补偿装置，用以减小地铁杂散电流，从而减轻其对周围建筑物等的腐蚀、破坏作用。该种装置不仅能补偿地铁杂散电流，而且对于石油，化工，燃气管道的杂散电流同样有补偿作用。 本方案采用了加入与地铁供电电流大小相等、方向相反的一个补偿电流的方法，来减小或抵消在特定区间内产生的杂散电流。 本文论述了该方案的整体设计、实验室杂散电流模拟装置及电流检测装置、介绍了开关电源的基本原理和拓扑结构选择,详细阐述了开关补偿电源的电路设计过程，A/D转换和显示部分电路的设计以及测试实验结果等。对于开关补偿电源的主电路部分，特别是反激式变换器设计、PWM控制芯片选择、显示电路的设计进行了详细的阐述。最后对实验结果，进行了必要的分析。 通过系统调试和实验结果分析，证明该补偿装置能够实现对杂散电流补偿和防治，具有一定的补偿能力和稳定性，基本满足了实际需要。 关键词 地铁 杂散电流 开关电源 PWMAbstract第一章、引言1.1地铁杂散电流的原因及危害 地铁的运行方式多采用直流供电。在列车运行过程中以及负载不同情况下，走行轨上会形成大小差别很大的工作电流。该电流绝大部分能经过走行轨流回电源的负极，而总有一小部分从轨道与地面绝缘不良的位置泄漏到地铁道床及周围土壤介质中，形成杂散电流，俗称地铁迷流 在某个区段的一股不太小的杂散电流，不仅可能使车站和区间隧道主体结构中的钢筋发生电化学腐蚀，也可能使得与轨道交通系统无关的金属在自然腐蚀的环境下又受到电腐蚀的作用，如果是金属管道，就会在腐蚀点处变薄，久而久之，可能出现漏洞，容留的液体、气体就会泄露出来，可能造成重大事故；如果是建筑物的钢筋局部被腐蚀，建筑物整体强度就会降低，甚至会出现开裂、下沉、甚至更严重的事故。1.2杂散电流的研究现状地铁杂散电流防治问题目前已引起了国内外的重视，欧美各国、日本的铁路通讯和电力部门的研究所及高等院校内均设置了专门机构从事这方面的研究。研究内容和方法采用被动的“堵截”和“疏导”。具体从“控流”、“降阻”、“防流”、“排流”、“收流”和采用高阻抗混凝土防护体系等六个方面着手： 一、控制和削弱杂散电流产生的根源，即所谓“控流”。 二、降低地铁道轨单位长度上的电阻，即所谓“降阻”。 三、对杂散电流作用加强防护，即所谓“防流”。 四、为保护金属导体而采取的直接将导体上的电流排放到道轨而采取的防护措施，我们在此称其为“排流”。该方法又可细分为“直接排流法” 、“选择排流法” 、“强制排流法”三种 五、除枕木穿孔固定用的钢筋外，在枕木以下的混凝土整体道床内，应设置杂散电流收集钢筋网，收集由道轨泄露的杂散电流，即“收流”。 六、采用高阻抗混凝土防护体系。对修筑地铁的混凝土通过改变其组成、改善其内部结构来提高它的绝缘和屏蔽性能，从混凝土材料本身来控制杂散电流。 通过对国内外专家研究成果的分析总结，我们显然可以得出：由于地铁走行轨泄漏的杂散电流具有分散性和不可预测性，以前仅从“堵截”和“疏导”两个方面着手进行研究。李永刚副教授在多年对地铁杂散电流研究分析研究的基础上，另外提出了一种观念，即补偿的方法解决杂散电流，并对此做了大量的研究工作。1.3本课题的来源和研究内容 本课题是以李永刚副教授为项目负责人的北京市自然科学基金项目（3032009）北京地铁杂散电流腐蚀防护研究的课题。该自然科学基金项目的研究内容是在实验室制作一个模拟地铁直流供电环境的装置，利用地铁的物理实验室模型，杂散电流情况的实时监测，利用特殊功能开关电源对模拟轨道分区进行电流补偿，从根源上抑制杂散电流的产生，并讨论其工程防护方案的有效性。第2章 杂散电流实验室模拟装置的设计2.1轨道交通杂散电流的产生 图1为地铁杂散电流产生的示意图.供电系统为高压直流电,供电轨、走行轨分别与高压直流电源的正、负极相连.设定电力机车的牵引电流为I ,如果走行轨与地之间完全绝缘,则全部电流都应该流过走行轨;而实际上走行轨与地之间不可能完全绝缘,它们之间存在着多个电流泄漏点,形成如图所示的杂散电流I1、I2 等,真正流过走行轨的电流只为I0 ,从图中可以看出,由于杂散电流没有规律,因此走行轨上不同部位的回流I0 是不相同的.通过各个泄漏点泄漏出来的和流回来的杂散电流也是没有规律的,即形成杂乱的迷流,如果迷流I1、I2流过的区域有金属物体,则电流就会通过金属,每一股流过金属物体的迷流都会在金属的表面形成一个电流流入点和一个电流流出点,因为金属物表面的电流流出点直接与土壤接触,潮湿且呈现酸性或碱性的土壤充当了电解质,于是电流流出点处的金属物就会被逐渐电解腐蚀,变成氧化物或盐类.走行轨与地之间的泄漏点越多,走行轨与地之问的绝缘电阻越小,土壤越潮湿,流入土壤中的杂散电流与走行轨上流过的电流的比例就越大;同样,机车运行的电流越大、钢制的走行轨本身的电阻越大,流入土壤的杂散电流的比例也就越大.地铁列车的位置离走行轨连接负极的距离越远,杂散电流产生的范围就越大.2.2 实验室模拟装置的设计 由于已经运营的城市轨道交通系统正在承担着城市交通的重要角色,必须保证全年安全、正点、可靠地连续运行.特别是地下铁道系统的各种建筑结构和设施大多数深埋地下是半永久性的.城市轨道交通线路,一般在修建时都设计了良好的轨道绝缘、牵引回流系统及排流系统. 但是随着运营年代的增加,将不可避免地会出现轨道与道床之间的绝缘老化,走行轨本身电阻自然增大、轨道接缝受损并受到积水、雨雪、导电粉尘、油污等恶劣的外界环境影响,地下温度、湿度、土壤酸碱度、污染等地质条件都会随时发生变化,使走行轨对道床的绝缘下降,导致杂散电流逐年增加,使周边设施遭受杂散电流的腐蚀.但是由于地下铁道的特殊环境,实际很难在现场进行实验,因此这类课题的研究和实验,多数情况下往往要在实验室里进行,通过实验室中的地铁运行状况的模拟实验装置取得重要的实验参数和结论. 图2是实验室模拟地铁杂散电流的产生和对地下金属腐蚀作用的实验装置.即在一个塑料或有机玻璃制作的容器内,按照地铁实际的采样结果充填一些腐蚀介质(例如土壤或食盐溶液),将几个阻值相等的电阻R 串联起来,代替走行轨,同时在每个电阻连接点向下引出一段导线,将导线插入腐蚀介质中,在腐蚀介质里埋入一段金属物件(一般为铁).当给实验电路加上直流电源后,代替走行轨且串联在一起的电阻R 就会有电流流过,这个电流在串联电阻上形成一定的电压降. 该电压的存在,会形成流过腐蚀介质的模拟杂散电流,该电流的一部分就会流经埋在其中的金属,金属在电流的作用下就产生电腐蚀作用.通过实时监测电源电压、总电流与杂散电流的大小,同时分析埋在土壤里的金属腐蚀情况,就可以得到规律性的结论.因为金属电腐蚀的结果需要经历一个比较长的时间(可以为几百小时甚至上千小时以上) ,所以如何长时间连续实时监测并且记录下数据是实验成功的关键,也是科学地分析杂散电流电腐蚀过程的重要依据.2.3模拟装置的电流数据采集 图2中的R为模拟地铁走行轨的分段电阻,如果其上流过的电流相等,则电流在每个电阻R 上形成的电压也应该相等. 但是由于模拟装置中每个电阻之间连接点都向下面的土壤或食盐溶液引出一段金属线,而土壤或食盐溶液的电阻率较小,必然会形成杂散电流,可以看到土壤或食盐溶液中的杂散电流的通路是没有规律的. 当实验中向主电路提供一定的直流电源E 时,流过模拟地铁走行轨的串联电阻上会有电流,同时还会产生杂散电流.我们可以通过分别采集暴露在土壤或食盐溶液上面的各个电阻R 上流过的电流,当有杂散电流时,各个电阻R 上形成的电压降就会不同.采集各个电阻R 上流过的电流以及通过这些电流值计算杂散电流时,应该采用多点同时监测的形式.为了避免电平的偏移,在实验室模拟实验装置中,要对各个电阻R 上面的电压分别进行隔离放大,将放大后的电压信号通过线性光耦的隔离,分别传送到多路采集A/D转换器的各个输入端.数据采集电路如图3所示.实验进行中,在计算机的控制指令的作用下,按照预先设定好的总采样时间间隔,自动轮流对各路的电压信号采集一遍,经过A/D转换器,再经过还原得到一组不同部位电阻R 上流过电流值的数据,同时将结果记录下来.由于埋在土壤或食盐溶液中的金属电腐蚀是缓慢地,因此要经过很长的实验过程,才能得到金属电腐蚀的结果,所以整个实验过程中实验数据的变化缓慢,总采样时间间隔可以为数小时采集一次,每次对各点进行的电压信号轮流采集可以问隔数秒.在这个过程中还要对总电源电压、总电流、温度、土壤湿度、土壤酸碱度等数据及其变化进行检测并记录.第三章 补偿电路的设计 3.1开关电源的原理3.1.1开关电源的电路结构 开关电源的基本电路由“交流一直流转换电路”、“开关型功率变换”“控制电路”和“整流滤波电路”等组成(见图6-1) .输人的电网电压通过“交流一直流转换电路”中的整流器和滤波器转换成直流电，该直流电源作为“开关型功率变换器”的输入电流，经过“开关型功率变换器”将直流电转变为高频脉冲方波电压输出给“整流渡波电路”，变成平滑直流供给负载，控制电路则起着控制“开关型功率变换器”工作的作用3.1.2开关电源的分类 开关型功率变换器是开关电源的主电路.开关电源的能量转换，电压变换就由它来承担。主要可分为推挽式开关型功率变换器，全桥式开关型功率变换器，半桥式开关型功率变换器，单端正激式开关型功率变换器，单端反激式开关型功率变换器，快速磁放大器式开关型功率变换器等，谐振式功率变换器等。其控制方法可分为脉冲宽度调制(PWM)和脉冲频率调制(PFM)两种。 开关电源变压器是开关型功率变换器中的核心部件，其作用有:磁能转换、电压变换和绝缘隔离,在开关晶体管的开关作用下，将直流电转变成方波施加于开关电源变压器上，经开关电源变压器的电磁转换，将输人功率传递到负载，输出所需要的电压。由于开关变压器的工作频率很高，因此它的体积和重量比工频变压器大为缩小，同时变压器的分布参数亦不能忽略。开关变压器的性能好坏，不仅影响变压器本身的发热和效率等，而且还会影响到开关电源的技术性能和可靠性。所以在设计制作时，对磁心材料的选择，磁心与线圈的结构，绕制工艺等都要有周密考虑。3.1.3单极性开关电源变压器 单极性开关电源变压器即激励源是一个单向方波脉冲电压，单端正激式和单端反激式变换器即属此类. 开关变压器工作时,磁心中磁通沿着交流磁滞回线的第一象限部分上下变动，变压器磁心受单向励磁，磁感应强度从最大值Bm到剩磁Br之变化，见图5 . 单极性开关变压器由于磁心工作于其磁滞回线单象限，磁心损耗小，约为双极性开关变压器的磁心损耗的一半。交变磁感应为B(B=Bm一Br, )，为了降低剩磁Br,除了可采用宽恒磁性材料外，一般采取磁路中加气隙的办法来降低剩余磁感应强度并使磁化曲线倾斜，提直流工作磁场，见图5.3.1.4双极性开关电源变压器 双极性开关变压器可看成是方波激励的高频电源变压器，磁性材料工作于整个磁滞回线，见图5所示，变压器效率较单极性开关变压器相比高出一倍以上，适合大功率电源采用。 双极性开关电源变压器要求磁性材料具有高的动态磁导率，较低的高频损耗。单极性开关电源变压器要求磁性材料具有高的磁感应强度和较低的剩余磁感应强度，也就是要求磁性材料具有大的脉冲磁感应增量. 3.1.6隔离与耦合技术（1）光电耦合技术 光电三极管的内部结构和特性曲线如图6所示,从其特性曲线中我们就可以看出,当发光管两端所加的电压达到UPM时,通过光电接收管中的电流便可达到最大值IPM.因此,当加在发光管两端的电压信号在U0到UPS之间发生变化时,光电接收管中流过的电流就会在0到IPM之间以近似于正比关系变化. 图1-44所示的电路是由光电耦合器构成的反馈闭环控制回路的开关电源电路,该电路的工作原理为,当输出电压升高时,流过光电耦合器中发光二极管的电流就会增加,因而发出的光强度也会相应地增加,使光电耦合器中光电接收器的电流随之增加,最后就会导致晶体三极管的集电极电流增加,功率开关V基极的电流随之相应下降,这样就缩短了功率开关V的导通时间,使输出电压降低,实现了稳定输出电压的目的.（2）变压器磁耦合技术3.1.6单极性一反激式开关电源变压器工作原理1.甚本电路 图6-26为单端反激式开关电源的基本电路。当开关晶体管被激励导通时，输入电压加到变压器初级绕组，初级绕组流过电流，由于变压器次级整流二极管反接，次级绕组无电流流过，能量在变压器电感中以磁能的形式储存起来，当开关晶体管截止时，变压器感应电压与输入电压反向，使整流二极管导通，变压器储存的能量释放出来，供负载及电容充电。因此，这种电路输出是倒相型的。 单端反激式开关电源变压器输出电压不仅与初、次绕组的匝比有关，而且和导通时间有关，由于在开关晶体管截止期间变压器绕组电感中储存的能量向负载释放，因此，变压器初级绕组电感值不同将直接影响放电时间常数，并且对电路中的电压、电流波形都有很大影响。图10列出了电感为不同值时的电压电流波形。从图中可以看出，电感越小，充放电时间常数越小，峰值电流放大。这不仅对开关晶体管等元件的选择要求高，而且造成输出电压纹波增大，当电感过小时会造成负载电流不连续的间断波形，见图10 单端反激式开关电薄变压器初级电感大于临界电感时，在开关晶体管截止期间电感中储存的能量并未完全释放，还储存一部分能量，见图10。此时峰值电流小，纹波小。但电感过大，造成变压器体积增大，漏感上升和成本升高。因此，应根据负载的不同要求选择合适的变压器初级电感。3.1.7单管它激式反激型直流变换器中的功率开关 在单管它激式反激型直流变换器电路中,所使用的功率开关V1必须满足三个条件,即在功率开关V1截止时,集电极要能够承受得住功率开关变压器初级绕组上所产生的反向电动势的尖峰电压;在功率开关V1导通时,集电极与发射极之间要能够经受得住功率开关变压器充电电流的尖峰值,在功率开关V1介于导通与截止和截止与导通的临界状态时,功率开关V1要能够承受得住由功率开关 V1的漏电流和电压降所产生的功率损耗. 功率开关V1截止时,集电极所能承受的反向尖峰电压值,可由下式计算式中Ui为输出直流电压,Dmax为功率开关V1的最大占空比,即功率开关V1导通时间与工作周期时间之比,为了保证功率开关V1集电极的安全电压,最大占空比应设计得相对低一些,一般要低于50%,也就是要保证Dmax0.5,在实际应用中Dmax一般均取0.4左右,这样一来，就可以将功率开关V1集电极的峰值电压限制为Ucemax、MAX629 的极限值电源电压(VCC对GND):-0.3V+6V。SHDN端对GND端电压:-0.3V+6V。ISET,REF,FB,POL端对GN端电压:-0.3V(VCC+0.3V)。LX端对GND端电压:-0.3V+30V。持续耗散功率(TA=70)SO(70以上下降速率5.88mW);471mW.工作温度范围:-4085。结温:150。图1MAX629 的结构框图 存储温度:-65+165。焊接温度(10 秒) :300。(2) MAX629 的引脚功能MAX629 引脚排列如图2所示,引脚功能如表1所列 (3)MAX629 的工作原理在较宽输入电压范围内,MAX629组成的升压DCDC转换器可输出高达28V的正、反相电压为低功耗、高电压设备(如LCD偏压和顶置盒中的变容调谐)供电。MAX629仅有80A的静态电流,因此特别适用于电池供电的设备。内置的N沟道DMOS开关可编程限流值分别为250mA和500mA,MAX629的典型工作电路如图3所示。 (4)控制方案峰值电流限制端和极性控制端共同控制MAX629内的开关管,决定开关管的断开时间和最大导通时间。在第一个循环周期内,内部开关闭合,电感线圈中的电流急剧上升,开关导通时间最大值为10s(在低电平输入时)。开关峰值电流可为500mA(ISET=VCC时)或250mA(ISET=GND时)。然后,开关断开,电感通过二极管对输出电容充电。在正常工作状态下,最小断开时间在正相输出时设定为1s;但输出远低于正常值时,时间可增加到5s,为电源提供软启动功能。负载的大小影响电路的工作频率,工作频率最大值可以高至300kHz。(5)关闭模式SHDN 是逻辑电平输入端。它与VCC相连时,MAX629处于工作状态。当SHDN为低电平时,MAX629进入关闭状态,在关闭状态下,反馈和控制电路、参考电路、内设偏置电路均不工作,芯片电流降到1A以下。在图4所示的正相输出电路中,芯片的输出端通过二极管D1和电感线圈L1直接与输入相连。在断开状态下,输出电压比输入电压低一个二极管的压降。在图5所示的的反相输出电路中,输出与输入之间无直流通道,所以在关闭状态下输出被拉至低电平。3.2.3 应用设计(1)设置输出电压 正、反相输出电压的应用电路分别如图4和图5所示,通过外加电阻R1和R2设置输出电压。由于FB脚输入偏置电流最大值为50nA,因而在反馈回路可选用大电阻。R2可在10k到200k范围内选择,这里选取R2=20K,在图4所示的正相输出电路中,POL与GND相连,FB脚的阈值电压与VREF相等。选好R2后,可按下面公式计算R1R1=R2(VOUT/VREF)-1=60K式中,VREF=1.25V(2)限流值设置需较大输出电流时,将ISET端与VCC相连,限流值为500mA。若需较小的输出电流时,可将ISET端接GND,此时,限流值为250mA。选择小限流值有几个优点,首先,可以选用更小一些的电感线圈,既可节省空间又节约费用;其次,可以使用更便宜更高效的ESR电容;最后,在每个周期内只需要转换更少的能量,从而降低了输出纹波。因此我们这里选择小电流，将ISET端接GND。(3)二极管的选择由于MAX629开关频率很高,因此需要采用快速整流管。推荐使用肖特基二极管,如1N5819或MBR0540L,同时必须保证二极管的峰值电流大于SET脚设定的峰值电流,二极管的耐压值应超过输出电压。由于肖特基二极管的正向电压很低,所以应优先选用肖特基二极管,但要求不高时,也可选用超高速硅整流管。这里选择肖特基二极管。(4)电容选择输出滤波电容选择输出滤波电容的首要标准是低等效串联电阻。电感峰值电流和输出滤波电容的ESR所产生的效应决定了输出电压端的高频纹波,解决这类问题还应合理选择限流值。输入旁路电容在大部分应用MAX629的场合,输出电流较小,但是输入端仍须能承受与电感电流限制相等的电流瞬变值。输入旁路电容减少了来自电压源的电流峰值,降低了MAX629的开关噪声。输入电源阻抗决定了输入端(VIN)所需的电容值。所以这里使用低ESR电容,选用10F 的低ESR电容就可以了.参考电容利用0.1F的瓷片电容将REF分路至GND,可使REF电流升至10A。接外部负载时,REF电流可升至100A。10A IREF 100A时,可采用0.47F的电容。前馈电容与R1并联一只电容CF,加入反馈回路中可提高稳定性。在大多数电路中,CF可采用270pF电容。小电容可增强稳定性,电容过大则会降低线性调整率。3.3单端反激式开关电源变压器的设计(l)输人输出电压变压器的输入电压Up1=Uin-U式中UPI变压器初级输人电压幅值(V);Uin变压器输入直流电压(V);U1变压器初级绕组电阻压降及开关晶体管导通压降(V).变压器次级愉出电压Up2=Un2+U2Up3=Un3+U3Upi=Uni+Ui式中 Up2, Up3, Upi变压器次级抽出电压幅值（V） Un2,Un3,., Uni变压器次级负载直流电压(V) U2,U3,.,Ui变压器次级绕组电阻压降及整流管压降(V)(2)变压器工作比开关晶体管导通时间占工作周期的比称为工作比。a=式中a-额定工作状态时工作比;-额定输人电压时开关晶体管导通时间(us) ;T工作周期(us) o (3)匝数比单端反激式开关电源变压器的匝数比，不仅和输人输出电压有关，而且和工作比有关。n= 或n=式中，n匝数比;Toff开关晶体管截止时间由于单端反激式开关电源变压器初级输入电压和初级导通时间乘积应是一个常数，计算匝数比时，输入电压应和导通时间或工作比相对应。(4)初级电感单端反激式开关电源变压器的临界电感:Lmin=-6式中Pn变压器翰出直流功率(W);Lmin临界电感(H)a当变压器初级电感大于临界电感，则开关晶体管截止期间，变压器储存的能量不完全释放，初级电感小于临界电感时，则开关晶体管截止期间变压器储存的能量完全释放。通常单端反激式开关电源变压器初级电感为:Lp1Lmin式中:Lp1初级电感。(5)初级峰值电流开关晶体管截止期间变压器储存能量完全释放时:Ip1=开关晶体管截止期间变压器储存能量不完全释放时:Ip1=+*-6 (6)绕组有效电流初级绕组有效电流:I1=Ipi式中I1初级绕组有效电流(A)次级绕组有效电流:I2=I1*式中I2次级绕组有效电流( A)(7)输人功率P1=Up1I1(8)变压器所需磁心结构常数 Y=式中 Y变压器所需磁心结构常数(cm2)f工作频率(HZ);Bm脉冲磁感应增量(T);Z铜耗因子q单位散热表面功耗(W /cm2) (9)确定导线规格Smj=di=1.13*式中Smj各绕组导线所需截面积(mm2 ) ;di各绕组导线直径(mm ) ;Ii各绕组有效电流(A)按计算所需导线直径时，应考虑趋肤效应的影响，当直径大于两倍穿透深度时，应尽可能采用多股导线并绕。采用n股导线并绕时，每股导线的直径按下式计算:din=式中 n导线股数dinn股导线并绕时每股直径(mm) o(10)空气隙Lg=式中 Lg磁心中气隙长度(cm); Lp1变压器初级电感(H); Ip1变压器初级峰值电流（A）Ae磁芯有效截面积(cm2) Bm脉冲磁感应增量(T)当采用恒导磁材料的慈芯时，磁路中不需要空气隙。（11）初级绕组匝数计算N1=式中N1初级绕组匝数。当变压器磁芯中不用空气隙时，则：N1= 式中 lc磁心磁路长度（cm）有效磁导率 有效磁导率取决于变压器工作状态和材料性能。由工作磁感应强度、直流磁场强度和磁性材料的特性决定。 （12）次级绕组匝数N2= N3= 。 Ni=式中 N2，N3，。，Ni次级绕组匝数；Up2,Up3,.Up4次级绕组电压幅值（V） amax-最大工作比3.4补偿开关电源变压器参数计算 1) 相关规格取得VIN , fs , Vo , Io , D, , t , CCM&DCM , 负载状况.功率：2瓦输入：0 6Vdc输出：DC 0 3V；0 2A 0.81 ; fs = 100kHz ; 占空比50%2） 选择磁芯材质，确定B. 本开关电源，因功率太小，不需要考虑散热效果等，但为了尽量提高补偿效率，选择CORE材质应考虑较高的Bs，低损耗以及高i材质，结合成本考虑，在此选用Ferrite Core， 以TDK 的 PC40 或 PC44为优选， 因为电源的功率比较小，所以可以选择PC40材质。相关参数如下：i = 230025% Pvc = 410kW/m3 100kHz ,100Bs = 390mT Br = 55mT 100 Tc = 215为防止变压器出现饱和效应，以低B设计.选 B = 60%Bm, 即B=0.6*(39055)=201mT0.2T1） 确定CORE SIZE和TYPE.1 求core AP以确定size 式中 传导功率J : 电流密度A/cm2 (300500)Ku: 绕组系数0.20.5。2 形状与规格确定.形状有外部尺寸、可配合BOBBIN、EMI要求等决定，规格可参考AP值及形状要求而决定，结合上述原则，查阅TDK的数据手册，可知EI16可满足上述要求，其参数如下：Ae=19.8mm2 Aw=27.28mm2 AL=110025% Le=34.60mmAP=0.1106 cm4 Ve = 685mm3 Pt = 30W ( forward )2） 确定临界电流 IOB本电源达时为临界点设计变压器.即： 3） 设定匝数比,检查 Dmax. 检查 Dmax4） DCM/CCM临界时二次侧峰值电流ISB计算. =5） 计算原、副边电感(Lp&Ls).此电感值为临界电感，若需电路工作于CCM，则可增大此值，若需工作于DCM则可适当调小此值。6） 求CCM时副边峰值电流Isp.7） 求CCM时原边峰值电流Ipp.8） 确定Np, Ns 1Np考虑到线圈匝数取整，Np选3匝。2Ns9） 计算气隙10） 计算线径，估算铜窗占有率.1dwp（J取4A/mm2或5A/mm2）2dws。3估算铜窗占有率10.912.72所以正确11） 估算损耗、温升1 求出各绕组的线长2 求出各绕组的RDC和Rac1003 求各绕组的损耗功率4 计算各绕组的功率损耗(求出Total值)如：Np = 5Ts，EI22绕线平均匝长2.3cm则LNP = 5*2.3 = 11.5cmNs = 3Ts则LNS = 3*2.3 = 6.9cm查线组表可知：0.35mm WIRE RDC = 0.00268/cm1000.40mm WIRE RDC = 0.00203/cm100R100 = 1.4 * R20求副边各电流值：已知 Io = 2A。副边平均峰值电流：副边直流有效电流：副边交流有效电流：求原边各电流值： Np*Ip = Ns*Is原边平均峰值电流 : 原边直流有效电流 : 原边交流有效电流 : 求各绕组交、直流电阻：原边 : 副边 : 计算各绕组交直流损耗:副边直流损 : 交流损 : 总体 : 原边直流损 : 交流损 : 总体 ：Pp = 0.08W总的线圈损耗 : Pcu = Ps + Pp = 0.08 + 0.08 = 0.16 W2 计算铁损 PFe查TDK 数据手册可知PC40材质的B = 0.2T 時,Pv = 0.025W / cm2Ve=1.63cm3PFe = Pv * Ve = 0.025 * 1.63 = 0.041W3计算总体损耗PP= Pcu + PFe =0.16 + 0.041 = 0.2W4估算温升 依经验公式 估算的温升满足设计要求 第四章、显示电路设计4.1电路简介对于电压显示部分，我们采用icl7107A/D转换芯片，7107型A/D转换器是将模拟电路与逻辑电路集成于一块芯片上，属于大规模CMOS集成电路，采用5V电源供电，能直接驱动共阳极LED显示器。7107为双积分式A/D转换器，为更清楚的了解此芯片的内部工作原理，我们先分析以下，以此芯片构成的数字电压表原理。4.2 DVM 的组成和原理1) 数字电压表（DVM）的组成 数字电压表的组成如图 2.14 所示，图中模拟部分包括输入电路（如阻抗变换、放大和程改变等）和 A/D 转换器。A/D 是数字电压表的核心，完成模拟量到数字量的转换。电表的技术指标如准确度、分辨率等主要取决于这一部分电路。数字部分完成逻辑控制、译（将二进制数字转换成十进制）和显示功能。(2) 数字电压表（DVM）的分类 数字电压表（DVM）根据 A/D 转换器的基本原理不同可分为比较式DVM，积分式DVM和复合式DVM。其中icl7107采用的是双积分式A/D转换。4.3 双积分式A/D转换的基本原理 常见A/D转换器的转换方式有非积分式和积分式两类，如逐次逼近比较式A/D转换、斜坡电压式A/D转换等属于非积分式，其特点是转换速度快，但抗干扰能力差。电压反馈型V-F变换、双积分式A/D转换则属于积分式，其特点是抗干扰能力强、测量精度高，但转换速度低，在转换速度要求不太高的情况下，获得广泛应用。本课题主要用到双积分式A/D转换电路。4.3.1双积分式A/D转换的基本原理双积分式A/D转换器的基本组成如图6-2-6(a)所示，它由积分器、比较器、逻辑控制电路、闸门电路、计数器及时钟脉冲源等电路所组成。其中称为基准电压或参考电压，是被测的直流电压，负号表示被测电压与基准电压的极性相反。双积分式A/D转换的基本原理是：在一次测量过程中，利用同一积分器先后进行两次积分，即第一次对被测电压进行定时积分，第二次对基准电压进行定值积分，通过两次积分比较，将转换成与之成正比的时间间隔。积分波形如图6-2-6(b)所示，两次积分的工作原理如下：1) 对被测电压定时积分 设t=时，开关接通被测电压（见图6-2-6(a)），反向积分器对积分，其输出电压开始线性上升，一旦0，则过零比较器翻转，输出的正跳变脉冲打开闸门，时钟脉冲进入计数器计数。经过规定时间或计数器预置的数（例如预置3000个脉冲数）后计满溢出时，（即t=）产生溢出脉冲。这时通过逻辑控制电路使开关接通基准电压，断开被测电压。则定时积分阶段宣告结束，对基准电压的定值积分开始。定时积分阶段积分器的输出电压的表达式为 6-2-2定时积分阶段结束时，积分器的输出电压为 6-2-3式中，一一计数脉冲的频率，计数器的预置数。2）. 对基准电压定值积分 设t=时，开关接通基准电压。反向积分器对积分，输出电压开始线性下降。当下降到0时（即t=）过零比较器再次翻转，输出的负跳变脉冲关闭闸门，计数器停止计数，逻辑控制电路使开关闭合，积分电容快速放电，使积分器恢复到零状态，则定值积分阶段结束。在定值积分阶段，积分器的输出电压的表达式为 6-2 -4定值积分阶段结束时，积分器的输出电压为 6-2-5式中，定值积分的时间，可以通过计数器累计的时钟脉冲数来计算，即/ 6-2-6由式6-2-5可得 6-2-7由式6-2-3和6-2-7可得 6-2-8可见，只要适当选择的比值，则被测电压的值可直接以计数器的计数值来显示。式6-2-8表明：采用双积分式A/D转换，其数字测量结果与积分元件RC无关。因为两次积分采用了同一个积分器，对RC元件的不稳定性也可以进行补偿，所以对RC元件的精度要求不是很高。测量结果与积分器的输出电压也无关，测量结果受电路的不稳定性影响较小，因此采用双积分式A/D转换方式的数显式稳压电源的抗干扰能力较强。此外，因两次积分采用的是同一计数时钟脉冲，所以测量结果仅与比值或有关，而与时钟脉冲的频率值无直接关系，因此对时钟脉冲源的频率精确度的要求也可以降低。4.4. 3位双积分A/D转换器ICL7107 3位双积分A/D转换器ICL7107是CMOS大规模集成电路芯片，其片内已经集成了模拟电路部分和数字电路部分，所以只要外接少量元件就成了模拟电路和数字电路部分，所以只要外接少量元件就可实现A/D转换。 1）.芯片的内部电路结构及引脚功能ICL7107内部电路含有模拟电路和数字电路两大部分，电路如图6-2-7所示 图6-2-8是ICL7107外封电路图，其引脚功能如下：1端：U+ =5V，电源正端。26端：U- =5V，电源负端。19端：ab4，千位数笔段驱动输出端，由于位的计数满量程显示为“1999”，所以ab4输出端应接千位数显示器显示“1”字的b和c笔段。20端：POL，极性显示端（负显示），与千位数显示器的g笔段相连接（或另行设置的负极性笔段）。当输入信号的电压极性为负时，负号显示，如“19.99”；当输入信号的电压极性为正时，极性负号不显示如“19.99”。21端：BP，液晶显示器背电极，与正负电源的公共地端相连接。 27端：INT，积分器输出端，外接积分电容（一般取=0.22）。28端：BUFF，输入缓冲放大器的输出端，外接积分电阻（一般取=47）。29端：AZ，积分器和比较器的反相输入端，接自校零电容（取=0.47）。30、31端：INLO、 INHI，输入电压低、高端。由于两端与高阻抗CMOS运算放大器相连接，可以忽略输入信号的注入电流，输入信号应经过1M电阻和0.01电容组成的滤波电路输入，以滤除干扰信号。2 8端：个位数显示器的笔段驱动输出端，各笔段输出端分别与个位数显示器对应的笔段ag相连接。914、25端：十位数显示器的笔段驱动输出端，各笔段输出端分别与十位数显示器对应的笔段ag相连接。1518、2224端：百位数显示器的笔段驱动输出端，各笔段输出端分别与百位数显示器对应的笔段ag相连接。32端：COM，模拟公共电压设置端，一般与输入信号的负端，负基准电压端相接。33、34端：、，基准电容负压、正压端，它被充电的电压在反相积分时，成为基准电压，通常取=0.1。35、36端：REFLO、 REFHI，外接基准电压低、高位端，由电源电压分压得到。37端：TEST，数字地设置端及测试端，经过芯片内部的500电阻与GND相连。38、39、40端：，产生时钟脉冲的振荡器的引出端，外接R1、C1元件。振荡器主振频率与R1C1的关系为 6-2-92).A/D转换器的工作过程 根据图6-2-7所示的ICL7107的内部电路结构，可以分析A/D转换的工作过程。设其转换过程分三个阶段，即采样阶段、积分阶段和休止阶段，各阶段的工作过程如下：a. 采样阶段 在逻辑控制电路的作用下，设新的采样阶段开始。参见图6-2-7（a），设开关SIN闭合，Saz1短开，被测信号 Ux从IN+端输入，经缓冲器进行定时积分，设积分时间（或称采样时间）定为1000个时钟脉冲，如图6-2-9所示。由式（3）可以求出积分器的输出电压Uo与计数脉冲的关系，即 Uo= 6-2-10当N1=1000时定时积分阶段或称采样阶段结束。 b. 积分阶段 积分阶段是指积分器时基准电压UREF进行定值积分。由于在休止阶段基准电容CREF已被充电(UREF=|UREF|),所以积分阶段一开始，对输入电压作极性判别后，基准电容有开关S+和S-接入缓冲放大器，使积分器进行反向定值积分，计数器开始计数。 由式6-2-7可求出定值积分阶段内，积分器的输出电压与计数脉冲N2的关系