光纤指导书.doc

惠州学院电子系光纤通信实验指导书目录前 言2实验一 固定速率时分复用实验7实验二 光纤通信线路码实验13实验三 变速率时分复用实验30实验四 数字信号的电光、光电转换传输实验37实验五 模拟信号电光、光电传输实验40附录一、稳定光源42附录二、误码测试仪45附录三、计算机串口通信软件安装及使用方法48实验一 固定速率时分复用实验一、 实验目的1、 掌握集中插入帧同步码时分复用信号的帧结构特点。2、 掌握固定速率时分复用的同步复接原理。二、 实验内容1、 连接相应的实验导线，组成实验电路。2、 用示波器观察被复用信号、集群信号、位同步信号及帧同步信号，了解它们的对应关系。3、 阅读实验指导书，学习简单时分复用的同步复接原理。三、 实验仪器示波器, RC-GT-(+)型光纤通信实验系统。四、 基本原理（一）数字复接的基本组成：在实际应用中，通常总是把数字复接器和数字分接器装在一起做成一个设备，称为复接分接器(缩写为Muldex)。在这里我们首先讨论数字复接器。数字复接器的基本组成如图1-1所示。图1-1 数字复接器的基本组成数字复接器的作用是：把两个或两个以上的支路数字信号按时分复接方式合并成为单一的合路数字信号。数字复接器由定时、调整和复接单元所组成。定时单元的作用是：为设备提供统一的基准时钟信号，备有内部时钟，也可以由外部时钟推动。调整单元的作用是：对各输入支路数字信号进行必要的频率或相位调整，形成与本机定时信号完全同步的数字信号。复接单元的作用是：对已同步的支路信号进行时间复接，形成合路数字信号。复接方式：将低次群复接成高次群的方法有三种：逐比特复接、按码字复接、按帧复接。在本实验中，由于速率固定，信息流量不大，所以我们所应用的方式为按码字复接，下面我们将这种复接方式做一下简单介绍，对于其它两种方式将在以后的实验中进行介绍。按码字复接：对本实验来说，速率固定，信息结构固定，每8位码代表一“码字”。这种复接方式是：按顺序每次复接1个信号的8位码，输入信息的码字轮流被复接。复接过程是这样的：首先取第一路信息的第一组“码字”，接着取第二路信息的第一组“码字”，再取第三路信息的第一组“码字”，轮流将3个支路的第一组“码字”取值一次后再进行第二组“码字”取值，方法仍然是：首先取第一路信息的第二组码，接着取第二路信息的第二组码，再取第三路信息的第二组码，轮流将3个支路的第二组码取值一次后再进行第三组码取值，依此类推，一直循环下去，这样得到复接后的二次群序列（d）。这种方式由于是按码字复接，循环周期较长，所需缓冲存储器的容量较大，目前应用的很少。图1-2 按码字复接示意图（a）第一路信息；（b）第二路信息；（c）第三路信息；（d）复接后（二）所用实验模块的结构原理：本实验使用固定速率信号源及固定速率时分复用复接端接口两个模块。本实验所用到的模块组合是固定速率时分复用的复用端，其原理方框图如图1-3所示。这些模块产生三路信号时分复用后的FY_OUT信号，信号码速率约为32K，帧结构如图1-4所示。帧长为24位，其中首位无定义，第2位到第8位是帧同步码（7位巴克码1110010, 表示无定义位是0，是1均可），另外16位为2路数据信号，每路8位。此FY_OUT信号为集中插入帧同步码时分复用信号。同时通过发光二极管来指示码型状态：发光二极管亮状态表示1码，熄状态表示0码。本实验中用到的电路，除并行码产生器和8选一电路是由分立器件组成的外，其它电路全集成在大规模集成芯片EPC2LC20中。 本实验用到以下测试点及输入输出点： D1，D2，D3 8位串行信号输出/测试点 D_IN1，D_IN2，D_IN3 8位串行信号输入/测试点 BS 位同步信号输出点/测试点 FS 帧同步信号输出点/测试点 FY-OUT 复用信号输出点/测试点下面对时钟信号源、分频器、八选一、调整器及复接器等单元作进一步说明。（1）时钟信号源时钟是由晶振X1（16.384MHz）提供，它也是整个系统的时钟信号源。16.384MHz时钟经EPC2LC20分频得到本实验所需的各种时钟信号。图1-3 复用器原理方框图 （2）分频器 分频器一首先对EPC2LC20分频得到的一时钟信号进行16分频，输出信号频率为64kHz。然后分频器二再对64KHz的输出信号进行2、4、8、16运算，输出信号为BS、S1、S2、S3。其中BS为位同步信号，频率为32 kHz。S1、S2、S3为3个选通信号，作为八选一的选通信号，频率分别为BS信号频率的1/2、1/4和1/8。分频器三是一个二-十进制加计数器，对BS信号进行24分频，分别输出选通信号S4、S5，这两个信号的频率相等、等于BS信号频率的1/24。其中S5作为帧同步信号FS。分频器输出的S1、S2、S3、S4、S5等5个信号的波形如图1-5（a）和1-5（b）所示。图1-4 帧结构图1-5 分频器输出信号波形表1-1 74151真值表CBAINHDISZ00000x000100x101000x201100x310000x410100x511000x611100x71001高阻（3）八选一采用8路数据选择器74LS151，它内含了8路传输数据开关、地址译码器和三态驱动器，其真值表如表1-1所示。U100、U101和U102的地址信号输入端A、B、C并联在一起并分别接S1、S2、S3信号，它们的8个数据信号输入端x0 x7分别与k100、k101、k102输出的8个并行信号连接。由表1-1可以分析出U100、U101、U102输出信号都是码速率为32kB、以8位为周期的串行信号。（4）调整器调整器的作用是将输入的3路串行信号进行速率及时隙调整，以达到复接的时序要求。 （5）复接器如图1-2中所示，三路串行信号a，b，c经复接后的复接输出信号FY_OUT见波形d。复接器主要有两种复接电路：一种为同步复接电路，一种为异步复接电路。在固定速率时分复用时，由于被复接的三个支路是同步的信号，所以本实验采用的是同步复接电路，而异步复接电路将在变速率时分复用实验中进行详细阐述。同步复接电路：在本实验中，送入复接器的三路信号为同频同相的信号，且帧长一样，我们所使用的复接方式为按码字复接，即一次复接8位码，示意图如图1-6所示。其中：F1、F2、F3分别为复接时钟，D1、D2、D3为调整后的三路数据，FY_OUT为复接后的信号。图1-6 复接波形示意图 图1-7 FS、FY-OUT波形FS信号与FY_OUT信号之间的相位关系如图1-7所示。FS信号可用做示波器的外同步信号，以便观察FY_OUT的帧结构。图中FY_OUT的无定义位为0，帧同步码为01110010，数据1为11110000，数据2为00001111。FS信号的低电平、高电平分别为8位和16位数字信号时间，其上升沿比NRZ-OUT码第一位起始时间超前一个码元。五、 实验步骤（以下实验步骤以1310nm光端机部分讲解，即实验箱左边的模块。1550nm光端机部分与其相同）1、 关闭系统电源，取三根短实验导线将固定速率数字信号源模块的输出端D1、D2、D3、分别对应接到固定速率时分复用复接端接口D_IN1、D_IN2、D_IN3。2、 打开实验箱电源，将示波器的A通道探头接FS，B通道探头接BS，分别记录示波器双通道的二个波形，分析它们的对应关系。3、 将示波器的A通道探头分别接FS、BS中的一个端端口，B通道探头分别接D_IN1、D_IN2、D_IN3中的一个端口，分别记录示波器双通道的波形，分析它们的对应关系。4、 将示波器的A通道探头接FY-OUT端口，B通道探头分别接FS、BS，分别记录双通道示波器的波形，分析它们的对应关系。5、 将示波器的A通道探头接FY-OUT端口，B通道探头分别接D_IN1、D_IN2、D_IN3中的一个端口，分别记录示波器双通道的波形，分析它们的对应关系。六、 实验结果用示波器观察波形是否和理论相一致。1、 接上示波器观察D1、D2、D3的波形，记录下来。2、 接上示波器观察FY_OUT的波形。3、 接上示波器观察FS的波形。4、 对比复用和单个波形的关系。实验二 光纤通信线路码实验一、实验目的1、 了解光纤通信编译码方式2、 了解各种编译码方式的性能3、 了解光纤线路码的选码原则4、 掌握CMI编码/译码原理二、实验内容1、 学习光纤通信编译码方式2、 了解各种码型的性能3、 掌握光纤线路码的选码原则4、 观察CMI编译码的波形5、 学习CMI编译码模块的使用三、实验仪器示波器, RC-GT-(+)型光纤通信实验系统。四、基本原理（一）、常见光纤线路码1、 mBnB码mBnB码又叫分组码(BlockCode)。其特点是将输入的原始简单二进制码流按m比特分组，形成m比特的码字，然后将每一码字在同样长的时隙内变成n比特的码字输出(取nm)。常见的有1B2B码、3B4B码、4B6B码、5B6B码、5B7B码和6B8B码等等。由于nm，2n个nB码字中仅有2m个与mB码字对应，其余不用的nB码字称为禁字。通常把nB码字中“1”、“0”个数悬殊的码字作为禁字，而且把录用的“1”、“0”个数不均字分成两种模式，并使“1”多的正模式与“0”多的负模式交替出现，这样就消除了线路码的直流电平浮动。mB码字到nB码字的变换及逆变换是按预定的码表进行的，不同的码表产生不同的线路码性能。mBnB码中，5B6B码被认为是在编码复杂性和比特冗余度之间最合理的折衷。它的线路码速只比原始码速增加20，而变换、反变换电路也不太复杂。2、 mBlP码mB1P码是一类脉冲插入码。在原始mB码字后插入1比特P码，作为前面m比特码元的奇偶校验比特。奇偶校验控制可以是奇数性的，也可以是偶数性的。在偶数控制时，若mB中传号个数为偶数，取P码为“0”；若mB中传号个数为奇数，则取P码为“1”。奇数性控制可以解决长连“0”问题，使连“0”数2m，当P为奇数时又能使连“1”数2m。偶数性控制不能解决连“0”问题，但便于不中断业务的误码监测。应当指出，在某些外国产品资料中，线路码的名称不够规范，易造成mBlP码与mBnB的混淆，例如，7B8B码、17B18B码实际上是7B1P码和17B1P码(如图3-1所示)。图3-1 17B18B(17BIP)码的例子3、 mB1Ci码mB1Ci码是另一类脉冲插入码，在原始的mB码字后，插入1比特C码，它是前面m比特码元中第i位的补码(i值从C码往前数)。图3-2是5B1C码(即5B1C码)的例子。补码的插入可以控制连“1”数和连“0”数。改变i值可以调节线路码的功率谱形状。误码监测可以靠检查C是否与前面对应码元互补来实现。放弃部分C码，而以交替插入的各种附加信息比特代替，在我国又叫mBlH码，这种线路码具有帧结构。图3-2 5B1C码结构示例4、 CMI码和DMI码CMI码和DMI码是两种二电平传号交替反转码，它们的变换规则如表3-1所示。图3-3是CMI码变换的实例。变换后码率提高了一倍。 0 0 1 0 1 1 1 0 1 0图3-3 CMI码变换实例表3-1 CMI与DMI码变换规则普通二进制CMIDMI模式1模式2模式1模式2010100011101（在1之后）0010（在0之后）11 CMI的连“0”连“1”数为3，DMI的连“0”连“1”数为2，故这两种线路码含有丰富的定时信息，便于定时提取。这两种码都容许进行不中断业务的误码监测。CMI码在ITUTG703建议中被规定为139264Mbits和155520Mbits的物理电气接口的码型。因此有不少139264Mbits数字光纤传输系统就用CMI码作为光线路码型。除了上述优点外，直接将四次群复用设备送来的CMI码调制到光器件上，接收端把还原的CMI码直接送给四次群复用设备，这样做无需电接口和线路码型的变换反变换，具有设备简单的优点。 5、Biphase码和DM码 Biphase(双相)码又称为Manchester码，实际上是1BIC码。它的变换规则极简单：原始二进制码“0”变为01”，原始二进制码“1”变为“10”。这种线路码的直流电平恒定，最长连“0”连“1”数为2，定时信息丰富，且便于不中断业务的误码监测。变换电路简单，变换后码率提高了一倍。 DM(延迟调制)码又称为Miller码，被认为是一种对双相码的改进。它在原始二进制“0”码结束时产生一个跳变；在原始二进制“1”码周期的中点产生一个跳变，好像“1”码被延迟了半个周期。变换规则如表3-2所示。表3-2 DM码的变换规则普通二进制DM模式1模式20001111001 这种变换没有提高码率。DM码中最大连“0”连“l”数为4，含有足够的定时成分，功率谱很窄，高频分量很小，但零频分量不为零。它不适宜于在线误码监测。 6扰码 扰码是线路编码的最简单形式。它将输入的简单二进制序列打乱，重新排列，使已扰序列中“1”、“0”分布统计均匀，从而使定时提取比较方便。扰码能提高码流的比特序列独立性。扰码不增加码速，对高速系统有利。扰码还有一个重要的作用就是抑制静态图案抖动。由图3-4可以看出，不用扰码时，有约200的抖动宽度，加扰码后抖动迅速减少，5级以上的扰码使抖动宽度抑制到l0以下，并趋于恒定值。因此，为了有效抑制静态图案抖动，宜采用5级以上扰码。大多数设备为简单、有效起见，采用7级扰码。用输入码序列加入线性移位寄存器序列。有反馈线的m级移位寄存器可以产生的最长序列，周期为2m一1，这个序列又叫M序列。这种移位寄存器序列可以用特征多项式f(X)表示f(x)=1+a1x+a2x+.+a mx式中aixi表示第i级寄存器，ai=1表示这一级有反馈线，ai0表示这一级无反馈线。所产生的M序列可以由下式得出式中bixi表示M序列中的第i个比特，bi=1则该比特为“1”码，否则为“0”码。 M序列的研究已比较成熟，特征多项式中适宜做扰码器的，只有两条反馈线的序列模二加后输出，列于表3-3中(只列出23级以内)。表中的特征多项式是一种简写方法。把表中特征多项式对应的数字用二-十进制表示，则得到各项的系数(即ai)，其中首位或首二位均为0，则取消这些0。例如m=5时：表3-3 扰码器的特征多项式级数特征多项式级数特征多项式级数特征多项式277211174000113139102918100020142310201120400001154511400521100000056103151000323400000041图3-4 静态图案抖动与扰码级数的曲线图实际上将二十进制倒过来看也是对的，即可得出：f2(x)=1+x2+x5采用这两个特征多项式中的任一个均可。以f1(x)为例，画出扰码器，如图3-5所示。图中第3级和第5级寄存器有反馈线。加法器为模二加电路。图3-5 5级扰码器示意图 无沦采用哪一种线路码型，其码型变换电路都可用图3-6所示的方框图来实现。由图可见，码变换电路主要由编码器和时钟频率变换电路组成。需要指出的是，无论选用mBnB码或是脉冲插入码，都和扰码结合使用。这是因为扰码不提高码速，却可以使不具有比特序列独立性的码型，变成具有准比特序列独立性。图3-6 码型变换电路方框图（二）、光纤线路码的性能比较光纤线路码的性能体现在以下九个方面，下面从这些方面来比较各种码型的优劣。1线路速率为了实现所需的线路码功能，须提高线路速率，造成码流的冗余度。码速提高的比率为式中f1为原始码速，f2为线路码速。 线路速率的增加会牵涉到系统功率预算和电路器件速度。 光接收机的带宽(MHz)与线路速率(Mbit/s)成正比(比例系数通常为065075)。线路速率的升高要求接收机的带宽加宽，导致电路噪声增大，另外光纤色散的影响亦增加，因而接收机灵敏度降低。计算和实验表明，线路速率每提高一倍，在50Mbits以下接收机灵敏度降低23dB，而在50Mbits以上接收机灵敏度降低23dB(APD-BIP0LAR接收机)或34dB(PINFET接收机)。线路速率的升高要求电路器件工作速度加快。在高码速时，器件速度可能成为线路速率提高的障碍。 几种常见线路码的速率提高率见表3-4。如果仅仅从码速提高率考虑，则显然8B1C类线路码最好。表3-4 常见线路码的码速提高率码型8B1C7B1P5B6BCMIDMIH/（%）12.514.320.01001002功率谱线路码脉冲序列及其功率谱的表示式为式中fb为线路码速，T为码元周期；g(t)和G(t)分别为线路码的单个码元脉冲的波形和频谱；ak为码元值，m和R(k)分别为它的统计平均值和相关函数，定义为m=EakR(k)=Eaj aj+k对于各种线路码序列，只要先求出R(k)，就能够计算它们的功率谱。几种常见线路码的功率谱如图3-7所示。可以看出，5B6B码的直流分量为零，低频高频分量都很小。8B1Ci码的高频分量很小，但直流和低频分量最大。CMI码、DMI码的直流分量为零，低频分量很小，但高频分量最大。DM码的高频分量很小，但低频分量较大。所以若单从功率谱看，显然是5B6B码最佳。3连“0”连“1”数线路码流中的连“0”连“1”数目越小，则给定时间内发生在码元衔接点和码元中点的电平跳变次数越多，即码元功率谱中的时钟成分越丰富，使定时提取越容易实现。常见线路码的最大连“0”连“1”数如表3-5所示。在这一方面，DMI码最好，CMI码次之，mB1P码最差。表3-5 常见线路码的连“0”连“1”数码型DMICMI5B6B8B1Ci7B1P同码连续数2358+i14图3-7 常见线路码的理论功率谱 4误码增殖系数 由于线路码的码元间存在相关性，在接收端译码时，线路码中一个码元的误码可能被演绎成原始码中的几个误码。常见光纤线路码的误码增殖系数M如表3-6所示。表3-6 常见线路码的误码扩展系数码型DMICMI5B6BmB1CimB1PM111.28111 5误码监测 光纤线路码必须提供不中断业务误码监测的可能性。线路码是发送端按一定规则从原始码变换而成的。在接收端可以利用编码规则在线监测线路误码率。监测的方法、监测的快慢和精度依编码规律而异。通常有以下一些方法。 (1)同步监测法 同步监测法是在收到的码字与发端取得同步的情况下监测误码，多在光端机中使用。对有些码型在中继器也必须采用同步监测法。同步监测法精度较高，但因需码字同步电路，故监测电路比较复杂。 1)码结构违犯检查法。对于mBnB类有固定结构的线路码，可检查正负不均字交替的违犯及禁字的出现来确认误码。这种监测借助于收端译码器本身再加一些辅助器件就可完成，且精度较高。 2)奇偶校验法。对于mB1P类线路码，在收端只需检查每一码字中传号个数是否为偶数 (或奇数)，若不是，则表示有误码。应当指出，奇偶校验只能检测出一个码字中的奇数个(特别是1个)误码，而不能检测出偶数个误码。但在误码率不高的情况下，每一码字中出现两个以上比特错误的概率远小于出现一个比特错误的概率，所以检测精度还是较高的。 3)补码监测法。对于mB1Ci类线路码，可监测每一码字中C码与前面第i位码是否互补，若不是，则说明有误码。这种监测用模二加电路实现，十分简单。但由于只监测C码或m+1-i位码的误码(两位同时误码测不出)，故总的误码率须经换算，为测出误码率的(m-i-1)倍。当误码率很小时，监测时间要求较长。 (2)非同步监测法 在中继器中往往不需要将线路码还原为原始码，故为了使中继器简单、体积小、功耗低，希望不采用码字同步电路。这样就需用非同步误码监测法。非同步监测法的精度一般比同步监测法差。 1)游动数字和(RDS)法。mBnB码及CMI码都可以采用RDS法。从任意时刻开始对线路码元计数，以“1”码做加1，“0”码做减l，则在没有误码时，累计数字和RDS总介于某一范围内。若RDS超出这一范围，即可知产生了误码。利用这一特性，只要用一个一定长度的可逆计数器就可以方便地监测线路误码的情况。 CMI码与5B6B码的RDS值如表3-7所示。 表3-7 CMI码与5B6B码的RDS值码型RDS可能值个数CMI125B6B-3RDS37 2)奇偶校验法。mBlP类线路码中的奇偶性控制，使得码流在两个特定时刻之间传号的个 数为偶数。于是对于这种码流，无需与发端同步，只要用很简单的电路就能监测其误码情况。 3)特殊图案监测法。对于mBICi类线路码，不易采用前两种非同步监测法。可利用最大连“0”数为m+i这一特性，若检测到m+i+1个连“0”，则说明有误码。这种检测用移位寄存器就可实现，十分简单。但因码流中长连“0”的出现概率很小，误码时又必须是与长连“0”相邻的“1”码误为“0”才能被检出，这种概率更小，所以检测误码所需的时间很长，误码率低时尤其如此。 从在线误码监测的难易程度看，以非同步监测较为可取。但是如果为了插入附加比特(用于业务通话、故障监测告警或区间通信)而在线路码中安排了帧结构的话，即使在中继器中也往往只能应用同步监测法。 从在线误码监测的角度看，CMI码比其他码型优越。 6码字再同步时间 码字同步为收端译码所必需，而在线误码监测也往往依靠码字同步，故收端从失步到恢复同步所需要的时间，即码字再同步时间越短越好。码字同步有以下两种办法。 (1)帧同步码检出法对于有帧结构的线路码，帧同步码的检出即意味着码字已经同步。当检出有误时，用逐码移位法将分组(帧)后移一个比特，再行检出判断，直到同步为止。这一过程称为同步捕捉。为了防止因假同步而放弃捕捉及假失步而重新捕捉，还必须设置前方保护和后方保护时间。帧同步平均建立时间为 式中N为复帧长度(比特数)，r为帧同步码长度(比特数)，fL为线路码速率。 对于交替插入帧同步比特、奇偶监测比特、业务比特和辅助比特的8B1Ci码，若1个复帧包含8个子帧，1个子帧包含8个码字，每一码字包含9bit，则复帧长度为N0=576，设帧同步码长度r=4，则四次群信号的帧同步建立时间为 对于交替插入帧同步比特、奇偶监测比特、业务比特和辅助比特的5B6B码，1个复帧包含12个子帧，1个子帧包含18个码字，每一码字包含6bit，则复帧长度N01296。若帧同步码长度r=2，则可得 (2)大误码检测法 对于没有帧结构的单纯mBnB、mBlP、mB1Ci码和CMI码由于码字未同步时，会在码流中检测到大量违犯编码规律的情况，这时误码监测电路将指示极高的误码率，远大于正常通信时的数值。因此可在出现异常高的误码率时将码字后移1比特，再行检测，直至同步为止。码字再同步时间与线路误码率和码字同步恢复的可信度有关。如果误码监测方法是RDS监测，同步检出标准是3个连续的RDS值不超出编码规律给出的范围，那么四次群5B6B码的码字再同步时间可算得如表3-8。可见误码率小于1X10-3时，5B6B码的码字再同步时间在36Ps范围。7B1P、8B1Ci码按大误码检测法实现的码字再同步时间略小于1us。 CMI码的码字同步是在两个码字之间进行的，因此码字再同步时间非常短，四次群CMI码的码字再同步时间小于20ns。因此若只从码字再同步时间观察，则无疑是CMI码最佳，5B6B最差。加有附加比特而形成帧结构后，mBnB、mBlP、mBICi码的码字再同步时间可能加长1000倍。 表3-8 140Mbits5B6B码的码宇再同步时间 误码码字数码字再同步时间可信度可信度99%999%99%999%1.010-2377234135420143.16 10-21602345748401010-310415237354631610-4801192874271010-4699924835531610-566862373091010-5658223329431610-665812332911010-965802332871010-106580233287 7传输附加信息的可能性 在光纤通信系统中需要传送业务信息、监控信息。在我国的长途干线中还常要求传送区间通信信息。单纯的mBnB码和CMI码是不能携带附加信息的。通常传送附加信息的办法是将低速附加信息码用浅的幅度键控方式调制在线路码流上，简称“调顶法”。这种方法的依据是这些线路码几乎不含低频成分，故可容易地将附加通路迭加到线路码流之上而不会对主信道引起干扰，如图3-8所示。图中将CMI编码的128kbits附加信道和140Mbits主信道放在一起以供比较。为了不造成接收机灵敏度的明显劣化，调顶法的调制深度应控制到小于10。这种方法所能提供的附加信道容量不大，对四次群系统通常小于256kbits。对于CMI码，还有一种将辅助信号与主信号模二加之后一起传送的方法。这种方法如图3-9所示。为了简便，可以取辅助信道的时钟为主信道时钟的整数分频，为了方便，图中取为8分频，由模二加的规则可知。图3-8 CMI编码附加信道与主信道的频谱比较 由于辅助信息速率比主信息速率低得多，可以看出，当辅助信息为“0”时，主信息按CMI原码送出。当辅助信息为“0”时，主信息按CMI反码即/CMI送出。因CMI码的编码规则非常简单，所以在接收端很容易将主信息和辅助信息还原。主要方法是寻找再生信号中哪一段是原码，哪一段是反码。对于CMI编码前的“0”，原码是“01”，反码成为“10；对于CMI编码前的“1”，原码、反码都是“00”、“11”交替出现，但在原码和反码的交界处，会发现“00”、“11”中的一种重复出现，用上述方法就可以找出原码段与反码段。在原码段，主信息就是再生出的原码，辅助信息为“0”。在反码段，主信息是将再生出的反码再取反，辅助信息为“1”。这样就很方便地实现了辅助信息与主信息的同时传送。接收端对辅助信息无需提取时钟，只要把提取的主信息时钟做与发端同样的分频即可。如果处理得好，这种方法传送辅助信息的容量可以比较大，除传送操作、维护、管理信息外，还可以提供一部分区间通信能力。对于5B6B码可安排一种帧结构，周期性地让某些5B码字不变，而在第6个码位插入帧同步、奇偶校验和附加信息比特，既解决在线误码监测问题，也解决附加信息的传送问题。但为了不破坏5B6B码的原有特性，用这种方法提供的附加信道容量不会超过1 Mbit s, 不足以用于区间通信。对于mBlC和mBlP类线路码，可周期性地放弃部分C码或P码，甚至mB码字的第1位，而以帧同步、监控和附加信息比特取代，形成特定的帧结构。这样能提供的附加信道容量可达到2Mbits。我国开发的8B1H、4B1H码用这种办法可提供30个区间通信话路。图3-9 辅助信号与CMI模二加一起传送示意图 所有插入附加信息比特而形成帧结构的安排，都要以极大地增加码字再同步时间和降低在线误码检测精度为代价。 若仅仅从传输附加信息可能性这一角度看，带有帧结构的mBlCi码(mBlH码)显然是最好的，而CMI码与单纯的5B6B码不相上下。 8比特序列独立性(BSl) 为了适应各种传输业务，希望使用的线路码对输入二进制序列不设置任何约束，即满足序列比特独立性条件。这一特性与线路码的变换与反变换规律有关。不满足BSI条件的线路码在收端做反变换时可能出现假同步。CMI码本身按编码规律是比特序列独立的。 mB1Ci，和mBlP类线路码的比特序列独立性较差，而mBnB类分组码本质上不可能是比特序列独立的，这就使得对原始信号的扰码过程成为必需，从而导致系统复杂性增加。 9系统的复杂性 从实用性和经济性考虑，线路码的变换和反变换电路(除编译码器本身外还包括时钟频率变换电路、帧同步或码字同步电路及误码监测电路)应尽可能简单，因为简单意味着低成本、低功耗、小体积和高可靠性。 从这一方面看，显然CMI码是最好的。CMI编码技术不难，电路非常简单，而且ITUTG703建议已规定四次群信号电接口码型为CMI码。四次群电端机输出的已是CMI码，四次群光端机的发送支路对输入电信号不必做变换就可直接用它来调制光源，接收支路也不需反变换电路就可将再生码直接送往电端机。CMI码的RDS只可能有两个数值，很容易进行在线误码监测。码字再同步过程也简单而快速。 mB1Ci和mBlP类线路码的变换、反变换所需的逻辑运算不难，电路也较为简单。 mBnB类线路码在编译码、误码监测和码字再同步等方面都需要较繁的算法、较特殊的和较多的硬件，例如含PROM的专用集成电路等，因此电路比较复杂。 为实现低速附加信息的传输而采用线路码调顶方法使电路难度增加不多，但如果为实现区间通信而采用具有帧结构的线路码，那么电路的复杂程度就要大大增加。综合上述九个方面，可以清晰地看到，各种线路码各有优点和缺点。若将最常见的5B6B码、8B1H和CMI码依九个方面分别作出相对评价，则可得表3-9，表中分别以“+”、“0”、“-”表示好、中、差。 表3-9 三种典型线路码的比较性能码型CMI5B6B8B1H线路速率-0+功率谱-+0连“0”连“1”数+0-误码增殖系数+0+误码监测+0-码字再同步时间+0-传输附加信号可能性00+比特序列独立性+-0系统简单性+-0（三）、光纤线路码选择线路码型的选择是复杂的问题，除了技术因素之外，还有系统结构、网络拓扑、经济等诸方面的因素。自光纤通信问世以来，各国对线路码型都进行了大量的深入的研究。在已付诸实用的数字光纤通信系统中，采用了多达数十种的线路码型。但是原ITUT却一直没有对光线路码型制定统一的规范，而且不打算制定这种规范。 单从技术的角度来说，因为光传输系统的电气输入输出接口都是符合ITUTG703建议的，易于互相连接，一般的数字信道连接或转接都是通过这类接口实现的。而光接口上通常不进行不同制造厂家之间设备的互连，因此也无须规定统一的码型。当然从管理的角度来说，在一个国家统一几种码型有一定的意义，但也有相当的难度。因为要全面满足上述对线路码型的要求是不可能的。因为在这些要求中，有些相互就是矛盾的，很难选出一种在各种条件下均为最佳的码型。只能根据具体情况选用能满足主要要求的码型。这从码型研究和选用历史发展的过程也可以看出这一点。 光通信发展的初期，着重考虑简单易行地监测误码方面，因此采用插入奇偶校验位码型的相对较多。随着对光线路码型研究的深入，对码型性能的分析渐臻完备，把码的谱特性、定时成分及误码性能监测的要求放在了重要位置，因此mBnB码特别是5B6B码的采用相对较多。当前，对网络管理的要求越来越高，而电子技术飞跃发展，特别是超大规模集成技术的迅速发展，使各种复杂电路的实现变得简单，定时提取电路的性能也越来越好，因此对码型传送监控、公务等操作、维护和管理信息的要求显得更为重要，于是插入混合比特的码型就用得多起来。从同步数字系列(SDH)的研究开发可以看出来，已不再额外考虑光线路码型，而把帧结构中插入大量开销的电信号扰码后直接放到光路中传输，这从另一个角度来看，也可以认为是一种插入类的光线路码型。 从各种已实用的光线路码型来看，考虑了光源器件的特点、光调制的方便及接收端的简易性，几乎无一例外地采用了单极性码或者说两电平码，而极少采用三电平码、四电平码。由于光发送机、光接收机的制作困难，四电平以上的光线路码基本上没有实用化。（四）、CMI编译码电路介绍通过对以上对各种编码方式的学习，参考表3-9，在本系统中，我们对输入信号所取用的编码方式为CMI编码。CMI编码译码电路是由XC9536来完成，其功能框图分别见图3-10、图3-11所示。图3-10 CMI编码电路框图图3-11 CMI译码电路框图端口说明：l DIN：需进行编码的信号输入口l CMI_OUT：编码后的信号输出口l CMI_IN：需进行译码的信号输入口l D_OUT：译码后的信号输出口l CLK_IN：编译码时钟l CLK_0：测试时钟五、实验步骤（以下实验步骤以1310nm光端机部分讲解，即实验箱左边的模块。1550nm光端机部分与其相同）1、 关闭系统电源，取一路数字信号如FS、D1、D2、D3、FY-OUT（需连接D1、D2、D3到D_IN1、D_IN2、D_IN3）接到DIN（第一路需进行编码的信号输入口），进行CMI码的编码。2、 将编码后的信号CMI_OUT接到CMI_IN的端口,进行译码。3、 CLK_IN选取CLOCK_OUT模块64k时钟信号。注意：做系统实验时，CLK_IN（编译码时钟）应选取CLOCK OUT模块512K的时钟信号做为编译码时钟。4、 开启电源，用示波器A通道探头接DIN，B通道探头接CMI_OUT，观察CMI的编码规则。5、 用示波器观察D_OUT的结果和给予的数字信号是否相符。六、实验结果1、 观察数字信号被CMI编码后的波形与原始波形的关系。(注:可观察数字信号上升沿对应CMI编码后的波形)2、 熟悉光纤数字信号传输的编码原则和传输效果的关系实验三 变速率时分复用实验一、实验目的1、 掌握异步时分复用的码速率调整原理。2、 掌握异步时分复用的复接原理3、 掌握逐比特复接的复接原理。二、实验内容1、 认真学习实验，学习时分复用的异步复接原理。2、 连接固定速率信号源、固定速率时分复用复接端接口的实验导线，将任意4个输出信号送入复用端数据输入口，组成实验电路。3、 用示波器观察输入信号、调整速率后的信号、复接时钟信号，了解它们的对应关系。三、实验仪器示波器，RC-GT-(+)型光纤通信实验系统。四、基本原理复接电路组成框图如图5-1所示。图5-1 复接电路组成框图各组成模块的功能说明如下：线路编码器（前4个）：把被复接的4个不同速率数据编码成具有相同标称速率的信号。时钟信号源：为整个复接电路提供稳定的时钟信号。缓冲存储和插入控制器：进行码速调整，即把4个标称速率相同实际有容差的信号都调整到同一速率上，使它们同步。复接器：将4个支路已经同步的信元码流复接成一个高速率的二次群信号。线路编码器（最右边一个）：对复接后的信号进行编码，以便在接收端提取时钟。在实验一中我们已经知道数字复接由数字复接器(Digital multiplexer)和数字分接器两部分组成，且数字复接器是将同步的多路信号复接成一路信号，在本实验中，我们将讨论如何将异步的多路数字信号复接成一路信号，即异步复接。那么什么是异步复接呢？当输入支路数字信号不同步而与本机定时信号是异步的，即它们的对应生效瞬间不一定以同一速率出现，那么调整单元就要对各个支路数字信号实施频率和相位调整，使之成为同步信号，这种复接称为异步复接，这种复接器称为异步复接器。还有两种情况，即：如果输入支路数字信号的生效瞬间相对于本机对应的定时信号是以同一标称速率出现，而速率的任何变化都限制在规定的容差范围内，这种复接称为准同步复接，这种复接器称为准同步复接器；如果被复接的各支路数字信号的时钟源是各自独立的，尽管它们的标称码率都相同，并允许在规定的容差范围内变化，这种准同步复接一般又称为异源复接。具有相同标称速率但不是由同一时钟源产生的两个信号通常就是准同步的。我们先不讨论异步复接，先讨论同步复接中的另一种复接方式逐比特复接。1. 逐比特复接原理逐比特复接也叫逐位复接。逐位复接的示意图如图5-2所示。(a)、(b)、(c)、(d)是4个被复接支路的信号(基群数字信号)，(e)是复接后的数字信号。复接过程是这样的：首先取第一基群的第一位码，接着取第二基群的第一位码，再取第三基群的第一位码，再取第四基群的第一位码，轮流将4个支路的第一位码取值一次后再进行第二位码取值，方法仍然是：首先取第一基群的第二位码，接着取第二基群的第二位码，再取第三基群的第二位码，轮流将4个支路的第二位码取值一次后再进行第三位码取值，依此类推，一直循环下去。这样得到的图中(e)序列就是复接后的二次群序列。可以看出，复接后每位码的宽度只是原来支路每位码宽度的14，换言之，容量增加了4倍。一个简单例子：PCM基群话路信号的容量为30个话路，进行二次群复接后增大到120路了。这种方法简单易行，现有的复用设备多采用这种方式。其最大优点是所需缓存器的容量最小。复接时，缓冲存储器是不可少的，其原因可由图5-1看出：当复接器在复接第二、第三和第四基群的第一位码时，第一基群的第二位码，第三位码不断送来，而这些码位要等第四基群的第一位码复接完了才能复接它们。因此，每个基群都需要存储器先把它们存储起来。由于是按位复接，循环周期不长，存储器所需的容量不大，制作比较简单。缓冲存储器的容量由下式决定：式中u为复接单位的比特数。图5-1中每次复接一位，即u=1；m为被复接的基群数，这里m=4。这样二次群复接器所需的容量M为：式中的1bit是先写进去以便读出存储器的起始位，34是读第二、三、四基群的第一位码时最低所需存储容量。可见，缓冲存储器的容量取2bit就够了。(a) 第一基群；(b)第二基群；(c)第三基群；(d)第四基群；(e)复接后 图5-2 逐位复接示意图2. 复接电路原理在实验一中，我们已经介绍了一种复接电路的原理，在本实验中，虽然输入的信号为异步信号，但通过速率调整，相位调整等处理电路后，最终送到复接电路的信号是同频率、同相位的同步信号，所以在这里，我们所用的复接电路与实验一中所用的电路原理是一样的，唯一不同的是实验一中使用的是帧复接器，在这里所使用的是位复接器。当被复接的几个支路是同步的信号(就是有相同的时钟)，并且又和复接信号有同步关系时(时钟是倍频的)，复接过程很简单，例如将4个128kbits的信号复接为512kbits，我们可以认为4个支路的时钟都是由512kbits进行 4分频得到的，都是128kHz，它们的误差容限都相同。复接示意如图5-3、图5-4所示。图中、为4个被复接的128kHz信号。图5-3 逐比特复接简易原理框图图5-4 逐比特同步复接示意图3. 正码速调整原理在实验一中的三路信号(D1、D2、D3)复接时，由于各路是使用同一个时钟源，且频率、相位相同，是同步复接，因此实现起来较为简单。然而，在系统中，若要对四路不同计算机的串口数据进行复接，由于它们各自通信时的波特率不同，所以对它们进行复接，应分三个步骤来进行：第一步将各输入信号进行编码，使它们速率的标称值相同；第二步将各支路的编码后的信码变换成与一个标准信号同频同相的信码，即先对各支路进行码速调整，使之达到码速同步；第三步进行同步复接，即将已同步的数码进行复接。后两个步骤组合起来就称为准同步复接，实现准同步复接，其重要概念是；先进行码速调整，再进行同步复接。码速调整为同步复接提供条件。码速调整有三种方式：正码速调整、正负码速调整、正零负码速调整。ITU-T推荐使用正码速调整和正零负码速调整方式。我国大部分复用设备采用正码速调整方式，也有采用正零负码速调整方式的。目前应用的多是“脉冲插入同步”方式，这种方式是利用插入脉冲的方法来实现调整的。所谓正码速调整就是将被复接的低次群的码速都提高，使其同步到某一规定的较高的码速上。例如PCM基群的速率标称值都是2 048kbits，但由于各个独立的时钟源总是存在偏差，因此，可根据复接帧的要求，确定脉冲的插入数目，使每个基群的速率均由 2 048kbits填充到所要求的速率，二次群复接时为2112kbits。这样，码速都提高了，又达到了相互同步的目的。由于是用提高码速来使其同步，故称为正码