UC1901简化开关电源隔离反馈问题.doc

UC1901简化开关电源隔离反馈问题1、介绍UC1901简化了隔离和原边控制型开关电源闭环反馈设计的任务，它集成了精密参考、误差放大器和完整的调制模块。使用它的调制输出模块可以将环路的误差信号利用不算新变压器隔离技术来穿越隔离线从而提供了稳定和重复的闭环特性。而且UC1901所产生的载波频率最高到5MHz，这样可以有效的减小隔离变压器的尺寸和成本。它自身所具有的副边参考，可以为反馈信号提供了高精度的耦合通路，从而使具有隔离线的电源获得可靠的输出精度、稳定度及瞬态特性。从而保持了非离线性原边控制电源的优点。无论简单或是复杂的系统的闭环反馈都要求所有非常清析环路因素的特性，而且要求每种因素的最坏情况，这些变动必须被考虑进环路的稳定性、动态相应特性和静态工作点。如果环路中因制作原因而引入了一个不可预测的参数，将影响整个设计，因此这些在设计中都必须十分小心考虑。控制环路的瞬态响应，例如，由于因参数变化而使补偿的余度不足等，只有仔细地考虑，才能将保证环路的稳定性。为了获得高等级的负载和线性稳定度，电源的输出电压的采样必须并和一个精密的参考电压进行比较，所得误差电压必须被放大并反馈到电源的控制中，从而使得误差电压被校正。在一个隔离电源中，在原边或副边的控制电路的周期执行，如图1所示，这种类型的电源的反馈信号必须穿越隔离线，而耦合误差信号的器件要求能够抵抗隔离电势并能够不失真地传递环路误差信号。虽然光耦器件存在一些显著的缺点，但仍旧被广泛的使用来完成此功能，最主要的原因是其具有耦合DC信号的能力。但是光耦只能提供非常低的初始容差和稳定度，通过其的增益，即电流传输比（CTR），线性区非常窄并会随时间和温度的变化而改变。可是这种变化将直接影响系统整个环路的增益，使整个环路的分析更加困难，也导致设计的难度的增加。另外，当要求一个额外的环路响应时，光耦限制带宽特性却阻止了它的使用。当可靠性设计作为电源设计一个重要特性时，在离线式电源的设计中原边控制的好处是非常具有吸引力的。离线式电源设计框图（如图1），即把控制功能和功率器件放在隔离线的同一侧。这样不仅仅简化控制和功率开关的接口设计，而且使功率开关的保护更加容易。对功率开关的电流和电压的采样能有效避免其失效从而提高了电源整体的性能。这种原边控制构架已经被新的控制器产生而得以加强。此控制器（UC1840）集成了低电流启动、高速逐脉冲电流限制和电压前馈的特色。低电流启动减轻负载侧控制器的功耗问题，而快速的电流限制和电压前馈的使得电源的性能更增强输入电压和功率开关在一边原边控制型电源的优点。UC1901上集成（隔离传递误差信号的）所有必要的功能：产生调幅（AM）的反馈信号，这是首款此类的芯片。总之，在多种模式的使用中UC1901能够充分利用它的优点。意识到，随着功率转换技术的持续发展，UC1901是专门设计用于高可靠性、高性能的应用场合，它简化了它们的设计。2、UC1901的功能通过一个成熟的典型应用能够更好的理解UC1901的工作。在图2中，UC1901被应用一个隔离开关电源的闭环反馈系统中。任何具有反馈的系统，都渴望得到系统的输出与系统的参考之间有最小的误差。利用UC1901擅长副边、或者输出边能力，即在输出电压通过分压后与片上的1.5V的参考电压比较后在利用其高增益的误差放大器。在这种方式下，在负载下的输出端的DC误差被保持到最小甚至出现在电源环路显著的非线性或偏置的出现时仍会保持。既然UC1901上的1.5V输出具有精密和自动补偿的参考，因此具有良好微调电阻的要求是没有必要的。为了使得UC1901与5V输出的电源相兼容，其设计为在输入电压为4.5V时开始工作。这点满足于5VTTL电路直接供电的要求，仅仅只有5mA额定负载电流的特性满足在40V输入电压时仍然具有很小的功耗的要求。在UC1901被放大的误差信号补偿输出被内部反向然后送到调制器去，其他输入调制器的是来自振荡器的载波信号。调制器把两种信号合成为一种幅值与误差放大信号幅值成比例的并与振荡器频率相等的方波信号。此反馈信号被缓冲后送到耦合变压器上。使用内部的振荡器，载波的频率可以到MHZ。运行在高频的条件，能够减小耦合变压器的尺寸和成本。耦合变压器的副边绕组驱动二极管和电容的峰值检波器，利用一个简单的电阻负载去释放保持电容的电荷，一个有效幅值的解调器就形成了。来自误差放大器的输入小信号电压增益到检测器的输出组成一个反馈网络的功能（误差放大器、调制增益、耦合变压匝比和解调模块的损失）。在图2中，检测器的输出与反馈电压的关系是反向的，这对保证电源的启动是非常必要的。既然UC1901，如图所示，是由负载输出电压供电的，那么最初的到PWM控制器的反馈信号总是为零。DC信号180度相移是很容易通过反向来自误差放大器信号获得，而在大部分的PWM控制电路都具有反向的功能。在某些应用中，可能要求UC1901的载波运行频率要与一个系统时钟频率或者参考频率同步。为适应这种需要UC1901有一个外部时钟输入。在许多条件里，Uc1901的运行频率与开关频率一致具有一定的好处。这种应用也被提供在此篇论文里。假如振荡器被禁止并且外部的时钟信号保持为低（或悬浮），那么一个额外的运行模式就成为可能。在这种情况下处在线性状态，此时驱动器A跟随误差放大器而输出。驱动器B的输出将固定在大约1.4V。假如外部的时钟信号被使能则两个驱动器的输出的功能恢复。由于具有15mA驱动电流的能力，使得它们能够同参考集成并且驱动光耦。尽管耦合器的不稳定性将依旧存在，UC1901的精密参考、高增益放大驱动器和4.5V电压运行的优点还是值得一提。3、受控的反馈响应对完成一个开关电源，存在很多不同的拓扑形式可以供使用。对于离线式电源，反激和正激转换器是被很普遍用作设计。而且这两种拓扑形式的电源广泛使用为电流型。但是每种拓扑有不同正向传输特性。当某个电源被设计时，必须重复的任务是设计反馈网络的优化，因为每一种转换器中，其静态工作点、电感电流连续或者不连续、电压或者电流控制模式这些特性是不同的。一旦确定使用某种特定变换器作为主拓扑电路。各种各样的因素，例如稳定性、线性稳定度、负载稳定度和瞬态响应特性，将确定整个环路开环和闭环响应。UC1901其中之一的功能就是实现一个给定响应，即具有受控的隔离反馈响应。UC1901的RC反馈补偿网络能够对整个反馈网络的小信号增益和相频特性进行校正。片内的误差放大器具有60DB典型的开环增益并且具有接近1Mhz的具有内部补偿的增益带宽。这两个特性可以通过提供补偿的引脚（Pin12）来测试得到。如图3A所示，误差放大的信号通过Q1和Q2的集电极被内部拆分，并分别送到调制器和补偿端。来自补偿端的反馈加到误差放大器的反向输入端去控制通过Q1的小信号集电极电流。既然Q2有相同的基极电压，并且它的发射极的阻抗相同，它的集电极电流将跟随Q1。Q2的集电极电流送给调制器并决定了输出信号的幅值。电阻R4（或R5）和R2的阻值之比为4：1，其结果使调制模块的差分输出信号的幅值与补偿信号的幅值有12DB的小信号增益。对于这个关系，包括调制器的功能，都被图3B所示。示波器的显示了一个25KHz、200mV峰峰值的正弦波的轨迹，是在补偿端测得，并且得到在25KHZ方波上有峰值800mV变动幅值的载波，在调制器的差分输出测试，影响反馈环路遗留的因素是通过变压器的小信号增益、检测电路和检测输出到电源PWM之间的电路。变压器的增益可以简化为变压器的匝比。检测器小信号的增益通常能够被假定为1，即检测器提供交流负载非常小。（Some load on the detector is necessary to allow its output to slew in a negative direction.）在检测器上的某些负载必须使得它的输出以相反方向的变化。图4概述了一个典型变压器和检测器的传递和输出特性。这里在检测器上的负载其模型为电流源（只是一个简化的模型）。检测器输出在实际应用的工作点将由它和PWM的输入接口决定。既然来自检测器的最小校正为相对一个正工作点电压（相对某一参考）的零电压，这一点对在DC和瞬态条件提供了足够的动态范围。UC1901专门设计为产生最大等于或超过1.6V峰峰值的载波。这一点显示出假如检测器的输出必须略大于1V（即允许检测器的二极管右0。6V的压降）时，变压器的匝比就要比1：1要大。注意到许多开关电源使用集成PWM控制的功率芯片来设计。一个典型PWM IC包括专用带有对输入误差电压有放大和缓冲功能的误差放大器，并把放大的信号送入PWM斜波比较器。此误差放大器很容易被用来固定检测器的工作点，即要和1：1变压器兼容。另外，UC1901上的误差放大器和PWM的放大器联合起来去产生大的DC环路增益来提高负载和线性稳定度，并且环路增益和相频响应的优化可以提高瞬态特性和系统稳定的性能。4、变压器的要求UC1901所使用的耦合变压器有两个基本的要求。首先，它能够传递隔离线两侧的反馈电压信息。所面临第一个DC隔离要求是由特殊应用来决定。通常，当前的在线式系统所面对隔离要求对于小信号的传递是很容易搭建的。对于大部分的严格的应用里，E型带骨架的和绕组的磁芯对于获得或制作是不便宜的。不论如何，小的尺寸是非常重要的，一个简易环形磁芯可以被使用。必须要满足确定变压器励磁电感的大小的要求，变压器的励磁电感是被绕在磁芯上的绕组所形成电感为参考。在许多传统的变压器的例子里，励磁电感是被忽略的。这是一个正确的近似。原因是，在这些例子里，所需求的励磁电流远远小于负载的反射电流。换句话说，负载电流和变压器的电感越小，励磁电流越重要。UC1901上的驱动输出的发射跟随极被偏置到700uA。因此，假如驱动在没有外部的偏置电流的情况下其通过原边绕组的峰值电流不能超过此值。图5A描述了通过变压器的输入电压与励磁电流的关系。假如忽略负载的反射电流，那么调制器的方波要线性的传递所要求的最小励磁电感可以有下面的方程得到：-（1）其中：为励磁电感 为变压器输入的载波的峰峰值 为UC1的工作频率 为UC1901驱动器的偏置电流举一个例子，假设为2V的例子，并且驱动器运行在自身的偏置上。利用方程1，可以计算出没有副边负载的原边绕组的电感量必须大于7.1mH。与之相应的是，假如载波的频率升到1MHZ并且UC1901驱动的电流偏置提高到3.5mA，那么就只有150uH，此时只要用10匝绕在高磁导率铁氧体磁材的环形磁芯就可以做到。方程1设置了要线性传递载波波形的最小的励磁电感量。实际上，甚至当电感量小于最小值仍然可以有效地耦合幅值信息。换句话说，UC1901驱动器将支持传递电压到电流到达峰值。其结果，就如同图5B所示，在变压器的输入和输出出现三态的波形。作为线性传递的结果，此时波形峰值检测值仍然保留了相同的幅值信息，尽管检测器的纹波将有所增大。另外一种导致三态波形存在条件是载波的占空比不为50%。换句话说，通过“不平衡”的驱动偏置，使得通过变压器的伏秒是平衡。载波大于50%的部分的时间内，不平衡将极可能导致到达峰值电流。5、高频振荡器UC1901上的振荡器设计为最高5MHz的频率。为了获得这个工作范围，电路如图6所示仅仅使用NPN晶体管，这些电路的部分是被用于实际的振荡器。使用标准双极性工艺制作的UC1901 NPN器件仍然具有高的特性，典型值250MHz。反之，同样的PNP构架的工艺的仅仅到1至2MHZ。在振荡器里，PNP仅仅被用确定静态工作点的电路里。由Q1Q4，二极管D1和D2，电阻R1和R2组成迟滞比较器有一个受控的输入滞环，其峰峰值摆幅电压是由定时电容决定，定时电容与相关，即这就是迟滞比较的上限参考点。在D1和D2比较器的输出转变为2倍的电流源，通过Q10转变为电流从正到负极进入定时电容，电容电压的dv/dt与电流反向。当电压的斜波到达比较的下限，电流被切换返回Q11并且反向恢复的斜波抵达上限时，过程又开始重复。结果就是在上有三角波和D1和D2上有方波。充电的幅值电流受控于外部的电阻和内部在其上的压降。此电压跟随比较器滞环的变化而得到补偿，此电压跟随特性稳定了在过温时振荡器的频率并且提高抵抗了初始频率的误差的能力。典型地，重复性和温度的稳定度对运行时频率影响之和超过5%。振荡器的电路对作了优化，要想得到所需的运行频率只要选择合适值就可以了。如图7所示，振荡器的频率可以通过下面的方程得到 （2）对于小于500KHZ时，可以使用式2。但大于500KHZ时，合适电容值是实线所示。这里没有使用电容尺寸容量方面的上限，即允许振荡器产生任意想得到的频率。为了允许调制器的载波频率运行在系统的工作或时钟频率，振荡器能够被受控。把与输入电压绑定在一起，可以禁止振荡器。此时调制电路与外部时钟输入同步起来。同样时钟信号也经由迟滞比较器加到输入的器件Q9，和Q7和Q8的差分对。当时钟输入为高时，Q9关闭了Q8却打开了Q7，再R3产生的偏置压降足以切换比较器。比较器如同以前一样连着驱动调制器，当时钟输入为低，相反地运行。通过使用外部时钟，调制器输出的频率和占空比都可以受控。6、状态输出更多为绿灯当前的许多系统要求电源输出的监视功能。UC1901上的状态输出满足了绿灯指示的功能需要，并且也满足了更高级的需要。图8中的电路是一个离线式正激转换器的上电启动就从状态输出功能中受益。UC1901被使用这样一个应用里，就是开关电源必须被一个系统时钟所同步。而时钟信号是被副边生或者输出边所产。为了能够上电启动，当输入电压被加上时，pwm的振荡器是自由运行。随着负载电压的上升，uc1901的外部时钟的输入是通过E1和R2跟随开关频率来驱动。当负载输出到达正常水平的90%时，状态输出分离来自开关的频率而使能UC1901的时钟输入，此时系统运行在系统时钟上。在原边上，耦合变压器的输出在解调前就用来提供为PWM控制振荡器一个同步脉冲。在正常的运行中，整个电源，包括反馈系统，都被系统时钟同步起来。7、在一个离线式反激变换器中UC1901的应用就如先前提到的，在离线式产品中反激变换器有很广泛的使用。反激拓扑在低价、低功率（150W）的离线系统具有很高的性价比。有两个最显著的方面，单一磁功率器件（不需要输出滤波电感），很容易获得多路输出（只要在耦合功率电感上为每路输出增加一个额外的绕组），尤其是当它运行在不连续模式时有着很好的电压前馈。7a、60W双路输出转换器图9显示了一个使用UC1901和原边UC1840控制IC的反激变换器。变换器有两个30W的输出，一个为5V/6A，另一个为12V/2.5A。最小负载为每路输出1A。UC1901被用来采样和稳定5V输出。此路输出要求2%精度，并且负载和线性调整率最好小于0.2%，12V的输出要求5%精度，并且负载和线性调整率不能超过6%。12V的输出的稳定度依赖于5V和12V输出电路之间的耦合度。UC1840具有先前所讨论的离线式控制器的所有特点。除此之外，它还具有高级失效保护的特色。这里仅仅讨论UC1840的部分能力。要得到更为完整的描述，你可以在本文的末的参考目录里找到。在此电源里，UC1840通过使用存在C4（通过R11充电）的能量启动自身。一旦负载建立，在L1上辅助绕组W4为控制器和开关驱动电路提供电源。在耦合电感的原边绕组W1加上输入整流滤波后电压和通过60KHZ的FET开关器件上。L1与其说是变压器还不说是电感，因为原边和副边绕组不是同一时间传导，当开关器件导通时能量存储在电感里，当开关器件关闭时通过副边释放。转换器运行在不连续模式。运行在此模式里，在每一循环里耦合电感的全部电流回到0，换句话说，一个循环开始存储的能量在循环的结束时全部释放到负载。因为电感电流保持为低，所以电感的尺寸可以最小化。但在不连续模式所付的代价就是对开关和整流器件带来更高的峰值电流，也包括负载输出端的ESR（等效串联电阻）产生更高的纹波，对输出滤波电感有更苛刻的要求。7b、不连续反激变换器的正向传递函数要对电源设计反馈网络的过程，首先要确定转换器的正向控制通路的小信号传递函数。这个通路可以被输出电压Vout到Vc（输入PWM比较器的控制电压）来定义。UC1840内部误差放大器补偿输出即为控制电压。对于不连续转换器此通路的传递函数可以用方程式（3）表示 （3）其中；为线性整流电压 为PWM斜波电压峰值电压等于100%开关占空比时推出的控制输入电压 开关频率的周期 原边绕组的励磁电感 所有输出滤波电容的等效 所有等效负载（假设为阻性） 滤波电容的ESR S为，f的单位HZ用等效一词被使用来描述和，是因为我们不仅仅关心计算5V输出的响应，而且12V输出的负载和辅助绕组输出的负载都有必须被考虑到。这是可以很容通过电感上这些负载的匝比全部折算到5V输出上。7C、电压前馈稳态响应方程式3显示了控制响应实际上与负载和输入电压息息相关。这对反馈网络设计变得稍微复杂了一些，因为环路的增益和相位响应会随工作条件的改变而改变。前馈的好处很容易通过图来验算这一点在电路中的效果。UC1840控制器使用电阻R5来采样输入电压并按一定比例给PWM斜波电容C3充电。斜波的斜率变化与VR（等于斜波的峰值电压）变化的比率一致。斜波电压是被下面的方程给出： （4）把VR的代入方程式（3）中，就得到只与输入电压有关的正向传递函数。不仅仅简化了反馈分析，而且大大提高了电源对线性电压变化所具有固有的抑制能力。如图10中所示，变换器的正向响应，有一个因负载产生的在11Hz到38Hz之间存在一个单极点转折频率。从稳定角度来看，这个单极点转折点限制了反馈网络的范围，但是通过简单使用一个适当的转折频率低频段的增益可以使环路带宽扩宽，（No mid-band zeros or led-lag networks）中频的零点或者是有必要的，可能使转换器有两极点响应。尽管，零点是滤波电容的ESR造成的。假如不考虑进去的话，环路的带宽会略微超出预期的值。7d、宽带宽给5V的输出带来快速瞬态响应此电源被设计为在5到10KHZ之间的频带存在单一环路增益。此频带的存在使得电源对负载和线性输入的变化有几分之一毫秒的控制响应。这只是针对5V输出。没有来自12V输出的反馈，因此12V负载的输出阻抗是被IR的损失、整流二极管的动态阻抗和电感绕组之间的耦合系数决定的。此阻抗不会因为5V输出环路的增益而减小。结果导致，12V输出的响应时间常数将更长。5V输出的快速响应和相比与12V输出的慢速响应都在图11用3个示波器的轨线所描绘了5V输出在3A的负载变动的响应。最上面的是5V输出的响应在被放大和低通（15KHZ滤波后的轨线，因此小信号的环路特性可以被看到。接下来的轨线是12V输出的偏移及由于反方向调整地限制而要更长时间的稳定是很明显的。5V环路的快速响应和12V输出更长时间的建立是在第三个轨线上都显而易见。通过计算12V输出滤波电容2000uF除以近似1ms时间常数，12V负载的输出阻抗可以被评估。得到输出阻抗是0.5，这与12输出的负载稳定性实际测量一致。7e、反馈响应图12描述了反馈网络的响应。也描述了两个关键增益功能块的渐近增益线，包括UC1901（5V输出到检测器）的响应和UC1840误差放大器响应（检测器的输出到PWM控制电压）。UC1901的误差放大器在的运行在开环DC上会快速的转折到8db。具有12db的增益调制器，UC1901的反馈系统的频带有20db增益。增加在16KHz的极点可以减小通过UC1901误差放大器在60KHz的开关频率的增益。如同前面提到的，在开关频率过度的增益可以耗尽UC1901的AM（幅值调制）输出的范围。UC1901在载波频率为500KHz运行时，线艺（Coicraft）E3493，耦合变压器（双E型磁芯、骨架绕组结构）有2.1mH的励磁电感。在500KHZ时驱动原边绕组的每个峰值电压的峰值电流仅仅为475uA。负载的反射电流保持很小。这使得来自UC1901的驱动输出很容易驱动此变压器。E3492A被广泛用来输入共模电感和满足V.D.E及U