全桥移相软开关DC-DC变换器设计.doc

全桥移相软开关DC/DC变换器设计全桥移相软开关DC-DC变换器设计摘要：本论文主要研究高频DCDC开关功率变换器的主电路拓扑结构及其相关元件参数的计算，并给出了主要仿真波形。该变换器增添了辅助谐振网络，在较大的负载范围内实现了开关器件的零电压软开关。传统的全桥PWM变换器适用于输出低电压大功率的情况，以及电源电压和负载电流变化大的场合。其优点是开关频率固定，便于控制。为了提高变换器的功率密度，减少单位输出功率的体积和重量需将开关频率提高。将谐振变换器与PWM技术结合起来构成软开关控制方案，既能实现功率开关的软开关特点，又能实现恒频控制。在DCDC变换器中，则多采用以全桥移相控制软开关PWM变换器，它是直流电源实现高频化的理想拓扑之一。本文针对全桥拓扑的特点，采用了移相全桥ZVS软开关技术，成功实现了变换器的ZVS开关，大大降低了变换器的开关损耗，提高了变换器的效率和功率密度。关键词：全桥移相；DC/DC变换器；零电压软开关 ；The Phase-shifted FB PS ZVS DC/DC ConverterABSTRACT：This paper on high-frequency DC / DC switching power converter topology of the main circuit components and related parameters, and gives the main simulation waveform. The converter adds auxiliary resonant network, in the larger load of the switching device to achieve the zero-voltage soft-switching The traditional full-bridge PWM converter applys to the output of low-voltage high-power, and power supply voltage and load current changes in the big occasions. The benefits are fixed switching frequency, for control. In order to increase the power density converters to reduce power output of the unit size and weight. Switching frequency will be increased. Will be resonant converter and PWM technology combined with a soft-switch control program, it can achieve the soft-switch power switching characteristics, but also to achieve constant frequency control. In the DC / DC converter, the use of a full-bridge phase-shift control of soft-switching PWM converter, it is high frequency of the DC power supply to achieve the ideal of one of the topology. In this paper, the characteristics of full-bridge topology, using a full-bridge phase-shift ZVS soft-switch technology, the successful implementation of the converter ZVS switch, greatly reduced the converter switching losses and improve the efficiency of the converter and power density.Keyword：Full-bridge phase-shift; DC / DC converters; Zero-voltage soft switching;II 第1章 绪论1.1 电力电子技术发展现状及前景电力电子学是应用于电力技术领域中的电子学，在工程应用中称为电力电子技术。 它是以利用大功率电子器件对电能进行变换和控制为研究内容，是一门与电子、控制和电力紧密相关的边缘学科。它在电能的产生和使用之间建立了一种关系,在这种关系下，电能的产生、输送和使用都有很高的效率，而且各种不同的负载都能得到其所期望的最佳能量供应形式和最佳的控制。因此，电力电子技术不仅大量用于传统电力系统中的交直流输变电装置，更广泛应用于工业生产各个领域中各种电机的交直流调速，材料加工领域中各种加热电源(如中高频 感应加热电源、焊接电源等)的能量输出控制等。随着技术的发展，以电压驱动的各种全控型高频大功率器件及其功率模块相继出现，这为制造各种小巧轻便、性能 稳定的高效率和高品质高频开关电源提供了条件，这类电源目前广泛用于各种通讯设备、计算机乃至各类家电产品。目前，电力电子主要涉及研究电力半导体器件的设计、测试、模型分析、工艺及仿真，电力开关变换器的电路拓扑、建模、仿真、控制和应用，还有电力逆变技术及其在电气传动、电力系统中的应用等等。随着电子技术的高速发展，电子系统的应用领域越来越广泛，电子设备的种类也越来越多，概括起来是自关断化、高频化同时开始步入智能化。1.2 电力开关变换技术随着功率开关器件实现的全控化,电力电子技术已经进入了逆变时代。电力开关变换技术始终是电力电子技术的重要组成部分,也一直是人们的重点研究方向,目前比较有代表性的电力开关变换技术分为以下几种:(1) PWM开关变换技术(2)谐振变换技术(3)软开关技术。1.2.1 PWM开关变换技术PWM开关控制变换器运行的最佳频率范围为30-50KHz，在这个范围内，整个系统无论体积、重量、可靠性和价格都基本实现了最佳。但是，PWM 开关技术的固有缺陷限制了其进一步的高频化。1.2.2 谐振开关变换技术谐振变换技术是一种新型电力变换技术，能大幅度降低开关器件的开关损耗，使得器件在零电流或零电压下进行开关状态转变，从而把器件的开关损耗降到最低水平。虽然谐振电路有诸多优点，但还存在以下问题：功率电路拓扑分析复杂，在不同的负载条件下，存在着不同的工作模式：QRC. MRC一般都是变频控制的，控制电路复杂，易受干扰，而且在高频时，还会通过高增益放大器传递大量的摄动噪声，限制有效带宽，所以很难得到满意的品质。开关管的电流和电压应力比PWM 变换器的还要大一些；电路中的高频谐振使得开关管的导通损耗以及储能元件的损耗增大。1.2.3 软开关技术主要是针对PWM硬开关而言。这种应用软开关技术的变换器是一种把准谐振变换器和PWM变换器的各自优点结合在一起的新型软开关变换器，它的特点是：1)谐振阶段只发生在功率器件开关转换过程中，从而保证功率开关器件的软开关工作条件，只承受较低的电压和电流应力；2)能量传输的主要形式采用了PWM变换技术的特点，避免了较大的谐振通态损耗；3)它的零电压、零电流开关条件不受电压和负载变化的影响。1.3 DC/DC直流变换器的软开关技术DC/DC变换器将一个固定的直流电压变换为可变的直流电压,这种技术被广泛应用于无轨电车、地铁列车、电动车的无级变速和控制,同时使上述控制获得加速平稳、快速响应的性能,并同时收到节约电能的效果。用直流斩波器代替变阻器可节约电能(2030)%。直流斩波器不仅能起调压的作用(开关电源), 同时还能起到有效地抑制电网侧谐波电流噪声的作用。 DC/DC变换器已商品化,模块采用高频PWM技术,开关频率在500kHz左右。随着大规模集成电路的发展,要求电源模块实现小型化,因此就要不断提高开关频率和采用新的电路拓扑结构。而变换器的软开关技术实际上是利用电感和电容来对开关的开关轨迹进行整形。它应用谐振的原理, 使开关器件中的电流(或电压) 按正弦或准正弦规律变化。当电流自然过零时, 使器件关断(或电压为零时, 使器件开通) , 从而减少开关损耗。它可以解决硬开关变换器中的硬开关损耗问题，即不再采用有损缓冲电路，而是真正减小开关损耗，而不是开关损耗的转移。直流开关电源的软开关技术前后经历了以下几个阶段：(1)全谐振型变换器实际上是负载谐振变换器。 在20世纪70 年代最早被提出来, 它通过在标准PWM变换器结构上简单地附加谐振网络的方法而得到。按照谐振元件的谐振方式, 可分为串联谐振变换器和并联谐振变换器两类。 按负载与谐振电路的连接关系, 又可分为串联负载谐振变换器和并联负载谐振变换器。其工作原理主要是通过谐振网络与负载的谐振, 使经过开关元件的电流或电压被整形为正弦波形, 开关元件在电流或电压的过零处开通或关断, 实现软开关过程。(2)准谐振变换器和多谐振变换器20世纪80年代初, 美国弗吉尼亚电力电子中心(UPEC) 的李泽元教授等研究人员提出了谐振开关, 即在基本PWM 开关上增加一些谐振元件,它也是准谐振变换器中最关键的部分。根据开关管与谐振电感和谐振电容的不同结合, 谐振开关可分为零电流谐振开关和零电压谐振开关两类。零电流谐振开关是将谐振电感与PWM 开关串联, 利用电感中谐振电流过零点时, 使开关零电流关断; 零电压谐振开关是将谐振电容与PWM 开关并联, 利用电容两端谐振电压过零点时, 使开关零电压开通。(3)零开关PWM变换器零开关PWM 变换器包括零电压PWM 变换器和零电流PWM变换器, 它们是在准谐振软开关的基础上, 加入一个辅助开关管, 来控制谐振元件的谐振过程, 实现PWM 控制。它只利用谐振实现换相, 换相完毕后仍采用PWM 工作方式, 从而既能克服硬开关PWM 在开关过程中的三大缺陷, 又能保留硬开关PWM变换器的低稳态损耗和低稳态应力的优点。(4)零转换PWM变换器零转换PWM 变换器包括ZVT-PWM 变换器和ZCT-PWM变换器, 其谐振网络是与主开关并联的。在开关转换期间, 并联的谐振网络产生谐振获得零开关条件。开关转换结束后, 电路又恢复到正常的PWM工作方式。因此, 零转换PWM变换器既克服了硬开关PWM和谐振技术的缺点, 又综合了它们的优点。（5）无源无损缓冲电路无源无损缓冲电路,即不附加有源器件，只是采用电感电容和二极管来构成无损缓冲网络。尽管软开关技术的采用提高了变换器的工作频率，降低了开关损耗，减小了功率元件的电压、电流应力，但其中仍有许多问题有待解决，如进一步扩大功率使用范围，完善控制技术，提高工作可靠性等，但软开关技术的应用己经给功率变换器的发展带来了深刻的变革。1.4 课题主要研究内容及意义移相全桥软开关控制技术逐渐应用于电力操作电源中，因为它不但可以减少电源的开关损耗、电磁干扰，还能改善电路的输出特性，提高电路的效率、稳定性和可靠性。因此在本课题移相全桥软开关电力操作电源研究中，涉及了很多方面，如主电路的参数选择与设计、控制电路的设计、防电磁干扰的设计以及参数设置的影响等。随着近年来电力电子技术的迅猛发展，新的电子元器件、新的电磁材料、新的变换技术、新的控制理论和软件不断涌现，使得高效率、高功率密度、高质量输出和高可靠性成为包括DC/DC变换器在内的各种功率变换器不断追求的目标，同时也使这一目标的实现成为可能。DC/DC变换器将输入的直流电压，经过高频斩波或高频逆变后，通过整流和滤波环节，转换成幅值的直流电压。它在家用电器、工业控制、通信、国防、交通等领域都有广泛的应用。第2章 系统总体方案确定随着计算机与通信技术的飞速发展，作为配套设备的开关电源也获得了长足进步，具有谐振软开关和PWM 控制特点的移相全桥ZVSPWM 变换器得到了广泛的应用。这种变换器大大减少了功率管的开关电压、电流应力和尖刺干扰，降低了损耗，开关频率明显提高。但是它仍然存在占空比丢失严重、环路导通损耗大等缺点。为此，在移相全桥ZVSPWM 变换器的基础上增添辅助谐振网络，使其能顺利实现全桥变换器滞后臂的零电压开关，为降低附加谐振电感量、减少副边占空比的丢失开辟了新天地。2.1 课题方案的选择2.1.1 主电路型式的选择变换电路的型式主要根据负载要求和给定电源电压等技术条件进行选择。在几种常用的变换电路中，因为半桥、全桥变换电路功率开关管承受的电压比推挽变换电路低一倍，由于市电电压较高，所以不选推挽变换电路。半桥变换电路与全桥变换电路在输出同样功率时，半桥变换电路的功率开关管承受二倍的工作电流，不易选管，输出功率较全桥小，所以采用全桥变换电路。传统的全桥变换电路开关元件在电压很高或电流很大的条件下，在门极的控制下开通或关断，开关过程中电压、电流均不为零，出现重叠，导致了开关损耗。开关损耗随开关频率增加而急剧上升，使电路效率下降，阻碍了开关频率的提高。在移相控制技术的基础上，利用功率管的输出电容和输出变压器的漏电感作为谐振元件，使全桥变换器四个开关管依次在零电压下导通，实现恒频软开关。由于减少了开关过程损耗，变换效率可达80%-90%，并且不会发生开关应力过大。此外，由于本论文所设计的DC/DC变换器是将蓄电池输出的低压24V直流电，变换成500V稳定不变的直流电输出，输入输出差别比较大，所以非隔离型DC/DC变换器是不适用的。在隔离型的DC/DC变换器中，正激电路需磁复位绕组，变压器单向磁化，利用效率低，推挽电路铁芯容易引起直流偏磁饱和。反激变换器的功率很难做大，一般只用在数十瓦到百瓦级的功率变换场合。所以选用移相控制全桥型零电压开关脉宽调制（PSC FB ZVS-PWM）变换电路。2.1.2 控制方案选择一般的PWM全桥变换器，因为工作在硬开关状态，因而影响了效率的提高。谐振变换器可以工作在软开关状态，但它的输出变化是通过调节开关频率来实现的。而全桥移相软开关技术，以恒定频率PWM方式工作，在功率器件开关过程中谐振，使其工作在软开关状态，兼顾了PWM变换器和谐振变换器的优点，即：首先实现了功率管的ZVS工作方式，其次开关频率恒定。但同时这种电路也存在一定的缺点，即由于谐振电感Lr的存在，造成了副边占空比的丢失。对于这种现象，可以通过采用辅助谐振网络来减小谐振电感，从而减小副边占空比丢失。而对于存在环流，可以使用零电压零电流(ZV-ZCS )开关方案即左边桥臂实现零电压开关，右边桥臂实现零电流开关。但是，ZV-ZCS方案需要在变换器的主功率电路中串入某些元件 (如阻断二极管，阻断电容等)，用以阻断变压器原边电流的反向通路。由于串入的元件不是理想器件，在变换器工作时它们存在通态损耗，这在低压大电流输入的情况下，损耗巨大。所以采用ZVS方案。2.2 开关过程分析图2.1出了该变换器的主要波形。UAB 为A、B两点间电压， Vin为输入直流电压。假设变压器的原边电流ip方向自下而上为正，C1=C3=C2=C4=Cr，滤波电感Lf远大于Lr/n2 图2.1 PS-ZVS-PWM变换器的12个开关模态在一个开关周期中，有12种开关模态，各开关模态分析如下：（1）开关模态O0,t0在t0时刻，Q1和Q4导通。原边电流ip流经Q1、漏感Lr。输出滤波电感Lf足够大，可以将它看成一个电流源。此时，原边电流ip=Ipo=Io/n，Io是输出负载电流。图2.2 (a) 开关模态0(0,t0)（2）开关模态1t0,t1在t0时刻关断Q1,ip从Q1中转移到C3和C1中，给C1充电，同时C3被放电。可以认为ip近似不变，类似于一个恒流源。 C1的电压VC1从零开始线性上升，C3的电压vc3从Vim开始线性下降。因此Q1是零电压关断。在t1时刻，C3的电压下降到零，Q3的反并联二极管D3自然导通。 图2.2 (b) 开关模态1(t0，t1)（3）开关模态2t1,t2导通后，在t1时刻，开通Q3，Q3是零电压开通。在这段时间里，D3和Q4导通，A、B两点电压UAB等于零。在这个时段里，虽然滤波电感Lf折算到原边的电感为零，但由于漏感还是较大，所以原边电流稍微减小。因此，可认为在这个开关模态中，原边电流基本不变。图2.2 (c) 开关模态2(t1，t2)（4）开关模态3t2,t3在t2时刻，关断Q4原边电流ip转移到C2和C4中，一方面抽走C2上的电荷，另一方面同时义给C4充电。由于C2和C4的存在，Q4的电压是从零慢慢上升的，因此Q4是零电压关断。此时VAB=-VC4,而VAB的极性自零变为负。由于整流管D21和D23同时导通，将变压器副边绕组短接，变压器副边绕组电压为零，原边绕组电压也为零，因此在这段时间里Lr和C2、C4在谐振工作。原边电流ip和电容C2及C4的电压分别为在t3时刻，C4的电压上升到Vin，D2自然导通，结束该开关模态。图2.2 (d) 开关模态3(t2，t3)（5）开关模态4t3,t4在t3时刻，D2自然导通，将Q2的电压箝在零，此后就可以开通Q2。但Q2不流过电流，ip由D2流通，漏感的储能回馈给输入电源。由于副边两个整流管同时导通，因此变压器副边绕组电压为零，原边绕组电压也为零，这样电源电压Vin加在谐振电感Lr两端，原边电流ip线性下降。到t4时刻，原边电流从ip下降到零，二极管D2和D3自然关断，Q2和Q3中将流过电流。到t4时刻，原边电流ip从下降到零。 图2.2 (e) 开关模态4( t3，t4)（6）开关模态5t4,t5在t4时刻，原边电流由正方向过零，并且向负方向增加，流经Q2和Q4。由于原边电流仍不足以提供负载电流，负载电流仍由两个整流管提供回路，因此原边绕组电压仍然为零，加在漏感Lr的电压是电源电压Vin，原边电流反向线性增加。t5时刻，原边电流达到副边折算到原边的负载电流-Ipo值，该开关模态结束。此时，整流管D21关断，D22流过全部负载电流。图2.2 (f) 开关模态5(t4，t5)（7）开关模态6t5,t6从t5时刻开始，原边向负载提供能量，输出整流管D21自然关断。在t6时刻，关断Q3开始另一个半周期，其工作情况类似于前面描述的t0,t6。图2.2 (g) 开关模态6(t5，t6)2.3 ZVS的实现及副边占空比的丢失 2.3.1 ZVS的实现谐振网络包括电感La和电容Ca1、Ca2以及二极管 Da1、Da2。该辅助谐振网络不干扰主功率变换，不受负载电流大小影响，其原理是： 当滞后臂下管Q4关断时，辅助电感电流与原边电流同时流入Q2与Q4之间的节电，而滞后臂上管Q2关断时又同时流出该节点。即两种电流同时对并联电容放电，能在各种负载电流，特别是轻载或空载下，也能在Q2或Q4开通之前，抽完并联电容中的电荷顺利实现ZVS。2.3.2 副边占空比的丢失变压器副边两端电压小于变压器原边两端电压的占空比，称为副边占空比丢失，定义为，其中为变压器原边两端电压的占空比，为变压器副边两端电压的占空比。表示为：其中为输入电压，T为开关周期。第3章 可饱和电感和辅助谐振网络实现ZVS开关从以前的分析中知道，在原边串联了谐振电感变从而实现了变换器滞后桥臂的零电压开关。谐振电感的加入是为了利用其能量抽走并接在开关管两端的电容上的电荷。所以，要实现ZVS，占空比的丢失是不可避免的。为了减小漏感或串接电感，提高副边有效占空比，同时实现滞后桥臂的ZVS开关，需要采取一些辅助措施。采用可饱和电感替代谐振电感是一种行之有效的方法。利用辅助谐振电路的电感能量，可以在较宽的负载范围内实现ZVS。本章采用可饱和电感和辅助谐振网络相结合的电路，将占空比丢失减小到近似为零。这一章我们来分析该电路的工作原理及参数设计。3.1 实现零电压开关的思路辅助谐振网络的移相全桥变换器电路参照图4.1所示：当Q4关断时，原边电流和辅助电感电流同时流入节点B；而当Q2关断时和同时流出节点B。因此在开关管开关时，原边电流和辅助电感电流同时流入或同时流出节点B,两个电流相互叠加增强。利用这两个电流同时给开关管的并接电容充放电，使之在各种工作状态下，在开关管开通前抽完并联于该管的电容的电荷，实现零电压开关。3.2 工作原理在Q2和Q4开关过程中，可饱和电感工作在线性状态，可防止开关管开关过程中原边电流向相反方向变化太快。开关管开关过程结束后，它立即进入饱和状态，原边电流很快上升到负载电流，从而使占空比丢失减小到近似为零，提高副边有效占空比，使副边有效占空比近似等于原边占空比。 为方便分析，作如下假定：所有开关管、二极管电容、电感均为理想器件；可饱和电感在线性区电感量为Lr，在饱和状态时电感量为0，其临界饱和电流为；C2=C4=Cr；在一个开关周期中，变换器有12种工作状态：（1）开关模态0在时刻，变换器原边处于续流状态，此时。辅助电感电流也处于续流状态，它流过Q4和D2，电流值为同时，。图3.1 t0时刻的等效电路图(2)开关模态1(,t1)在时刻，Q4关断，和同时使C4充电，给C2放电。Lr脱离饱和进入线性区。在这段时间里，各电容电压、电感电流为：（3.1）（3.2）（3.3）（3.4）式中，在时刻，C4电压上升到，D2自然导通，开关模态1结束，其持续时间为：（3.5）开关模态1结束时，La和Lr的电流为：（3.6）（3.7）图 3.2. t0-t1状态下的等效电路图(3)开关模态2（t1，t2）在这段时间里Q2零电压开通。La和Lr两端电压均为一气，其电流均线性下降。在t2时刻Lr的电流下降到零。（3.8）（3.9）开关模态2的持续时间为：（3.10）辅助电感电流下降到： （3.11）图 3.3 t1-t2状态下的等效电路图(4)开关模态3(t2,t3)在0时刻，Lr的电流过零反向，其电流迅速下降到，进入饱和状态，其电流下降到负载电流。开关模态3持续的时间为： （3.12）辅助电感电流下降到： （3.13）图 3.4 t2-t3状态下的等效电路图(5)开关模态4（t3，t4）在这个开关模态中，主功率回路给负载供电，而辅助电感电流继续线性下降，直到下降到零，结束开关模态4。在这段时间里， （3.14）开关模态4的持续时间为：（3.15）图 3.5 t3-t4状态下的等效电路图(6)开关模态5 (t4, t5)从t4开始，La与Cal和Cat谐振，到t5时。Ca2的电压上升到Vin，Dal自然导通。在这段时间里，主功率回路给负载供电，与辅助谐振网络无关。(3.16)(3.17)(3.18)式中开关模态5的持续时间为：(3.19)(3.20)图 3.6 t4-t5状态下的等效电路图（7）开关模态6（t5，t6）在t5时刻，Da1导通，把 La两端电压钳位为零，辅助电感电流通过Q2和Dal续流其电流值为。同时，这段时间中的时刻，Q3关断，原边电流迅速上升到，电感Lr处于临界饱和状态。由于负载电流很大，故在负载电流上升到。的这个期间内，Q1两端并联电容CI上的电荷已被抽完，D1自然导通，使得Lr两端的电压近似为零，Lr电流保持在。这样为t6时刻关断Q2作了初始条件与 Q4关断时相似的准备，即：，。图 3.7 t5-t6状态下的等效电路图从t6开始，到t12时，这是一个开关周期的另一个半周，工作情况与t0-t6半周类似。3.3 参数设计3.3.1 辅助网络的参数选择给定一个La值 (在某一电压Vig时)，可以确定辅助网络的特征阻抗值Z2，即：（3.21）同时对辅助网络的谐振周期作出限制。假设要求La的电流从0上升到la的时间在半个开关周期Ts的1/k,即：（3.22）就可以由(3.21)和(3.22) 确定La和Ca的值。（3.23）（3.24）3.3.2 Lr，Cr和Ic的确定这三个参数由下面三个方程决定：（3.25）（3.26）（3.27）由式(3.23)-(3.27)可以求出下列三个参数：（3.28）（3.29）（3.30）又有(3.31)可得：（3.32）3.3.3 对的选取前面讨论时，是针对一个给定的值来设计的，而是变化的，一般允许有+15%-20%的波动。为了在波动范围内任意电压下均能实现零电压开关，有必要讨论的选取。假定输入电压为时，；输入电压为时，。把前面求得的La, Ca, Lr, Ic和Cr的值代入到式(3.25)， (3.26)中，可以得到：（3.33）3.3.4 K值选取K值的选择时一个关键的问题。因为在输入电压和负载变化时，移相角也在变化，使得变压器原边两端电压脉冲的脉宽同时也跟着改变，在输入电压幅值增加和轻载时脉宽变窄，而功率传输的过程正是辅助谐振网络谐振的过程，我们希望在功率传输过程结束后，辅助电容上的电压能够上升到，使得辅助谐振网络电感的电流依然保持值。因此，总是希望K值越大越好。但是K值大小要受到约束。从式(3.28)中可知K值要满足：（3.34）从式(3-32)中可知：（3.35）代入前面求得的，和Ic值有：（3.36）如果(3.36)式大于零，即：（3.37）（3.38）这实际上就是第三个条件。也就是说第三个条件成立的前提是K值要满足(3.36)式。上面的讨论中，K值必须同时满足式(3.34)，(3.35)和(3.36)。显然，只要满足(3.35)式，就能满足(3.34)式。为了能同时满足 (3.35)和(3.36)式，这就涉及到Ag的取值。3.3.5 Ag的取值不能无限制地趋近于1，这就是由于受到K值的选择的限制。如果希望在满足(3.35)式的同时，(3.45)式也能满足，必须有：（3.39）亦即：（3.40）从前面的讨论中知道，故在（0，1）内取值时，式(3.40)右侧是单调增函数1，即越大，可取值越大。只要确定了的波动范围，就可以确定最大取值。3.3.6 Iag的选取前面讨论时，都是认为折算到原边的负载电流大于，当下降到时，还未上升到。此时辅助谐振网络一方面要继续给C4充电，使C2放电，另一方面还要给负载供电。为了使在继续上升到的过程中不至于上升得太快，而使得给C4充电，使C2放电的电流过小，导致无法上升到，有必要对La作出约束，一般要求： （3.41）式中：是输出滤波电感，是变压器原副边匝比。之所以作出如此约束，是由于当负载折算回原边时，滤波电感上所加的电压并非完全是，而是。因此只要满足式（3.41），就可以近似的认为在的上升过程中，电流保持恒定。La选定后，就可以由(3.23)式确定，即：（3.42）第4章 硬件电路设计4.1 主电路原理主电路包括以下几个部分：1、整流与滤波：将电网交流电源直接整流为较平滑的直流电，以供下一级变换。2、高频逆变：将整流后的直流电变为高频交流电，这是高频开关的核心部分，频率越高，体积、重量与输出功率之比越小。当然并不是频率越高越好，这里还涉及到元器件，成本PT扰，功耗等多种因素。3、输出整流与滤波：是根据负载需要，提供稳定可靠的直流电源。主电路图如图4.1所示。图 4.1. 主电路原理图4.1.1 整流与滤波当正弦电压为上正下负的时候，由零逐渐增大时，二极管D1、D3正偏导通，电源通过D1、D3向负载供电，同时向电容充电，直到 以后随着输入电压下降，电容C开始向负载放电。在处于输入电压小于Uc期间，四个二极管都反偏截止，此时负载两端电压靠C的放电来维持，当电容放电到Uc等于输入电压的绝对值,输入电压的负半周使D2D4正偏道通，电容充电，如此周而复始的充放电。电容滤波主要利用电容两端电压不能突变的特性,使负载电压波形平滑，故电容应与负载并联,且电容值较大。其电路图如图4.2所示：图 4.2 全波整流电路图4.1.2 高频逆变功率场效应管MOSFET与双极晶体管不同，是电压驱动的多数载流子导电器件，这就决定了其驱动电路简单，驱动功率小。由于是多数载流子导电，不存在存储效应。因此上升和下降速度快，存储时间短，开关损耗小，可以共作在很高的开关频率。MOSFET属于线性器件，导电时呈电阻特性，且其电阻值随温度升高而增大，即MOSFET具有正温度系数的特性，这一特性不仅使其避免了双极晶体管的二次击穿现象，而且使得并联运行变得相当简单，MOSFET在并联运行时无需增加任何均流措施。高频变压器Tm起隔离和升压的作用。可饱和电感Lr用来帮助实现功率开关管的零电压开关，它只是在开关管的开关过程中处于线性状态，其它时间则处于饱和状态，这样可以减小副边占空比的丢失，提高原边占空比的利用率。隔直耦合电容Cpl和Cp2用来防止高频变压器直流偏磁。由于功率开关管的离散性和电压误差放大器的调节作用，单相逆变桥的交流方波电压中含有较小的直流分量，如果不用隔直耦合电容将直流分量隔去，可能会导致高频变压器的饱和，致使逆变桥烧毁。（1）电压型全桥逆变电路原理移相控制全桥变换电路是目前应用最为广泛的软开关电路之一，它的特点是电路简单，与传统的硬开关电路相比，并没有增加辅助开关等元件。原理如图4所示，主要由四个相同的功率管和一个高频变压器压器组成。E为输入直流电压，Q1Q4 为开关管， D1D4 为体内二极管，C1 C4 为开关的输出电容。以第一个桥臂为例介绍，利用变压器漏感和功率输出电容C1 谐振，漏感储能向电容 C1释放过程中，使电容上的电压逐步下降到零，体内二极管D1开通，创造了Q1的ZVS条件。它共有4个桥臂，可以看成由两个半桥电路组合而成。把桥臂1和4作为一对，桥臂2和3作为一对，成对的两个桥臂同时导通，两对交替导通180。在单相全桥逆变电路中，各MOSFET的栅极信号为180正偏，180反偏，并且Q1和Q2的栅极信号互补，Q3和Q4的栅极信号互补，但Q3的基极信号比Q2、Q1的栅极信号前移了180-。这样，输出电压就不再是正负各为180的脉冲，而是正负各为的脉冲。图 4.3 全桥逆变电路（2）MOSFET管的电压电流计算与选择目前应用于开关电源中的开关管，通常是IGBT和MOSFET两种。对于IGBT由于其存在关断电流拖尾现象，开关损耗主要为关断损耗；而MOSFET则主要是开通损耗，即漏源结电容的电荷尚未放电完毕之前就开通了功率管。在低压大电流的情况下，由于不能实现ZCS，故使用IGBT作为开关管是不太适合的。而使用MOSFET作为开关管，一方面能实现ZVS，另一方面其频率特性好，容易提高开关频率。此外，IGBT的通态损耗一般也比MOSFET高。目前市场上低饱和压降的大功率IGBT，其最小饱和压降为1.2V左右，而MOSFET的通态电阻己能达到0.007欧姆，甚至更小。其通态损耗是大大小于IGBT的。MOSFET还容易实现并联技术，这样会进一步降低开关管的通态损耗。故在本变换器中，选择MOSFET作为主功率开关管是比较适合的。（a）额定电压本变换器的直流母线电压最大值为25V，功率开关管的额定电压一般要求高于直流母线电压的两倍。故功率开关管的额定电压可选为50V，实际选择的开关管额定电压为80V。（b）额定电流领先桥臂：己知输出滤波电感电流的最大值为标=10.65A，那么变压器原边电流最大值为=1.65/n =1.65/0.03 =55A，这也是领先桥臂开关管中流过的最大电流。考虑到两倍的余量，可以选用标称电流大于255=110A的开关管。滞后桥臂：与领先桥臂比较，滞后桥臂开关管中多一份辅助谐振网络的电流，其最大值为：因此滞后桥臂开关管流过的最大电流为=61.9A。考虑到两倍的余量可以选用标称电流大于2x61.9=124A的开关管。4.1.3 输出整流滤波电路一般而言，输出整流电路有两种：一种是四个整流二极管构成的全桥整流方式，另一种是两个整流二极管构成的双半波整流方式，即全波整流方式。当输出电压比较高、输出电流比较小时，一般采用全桥整流方式。当输出电压比较低、输出电流比较大时，为减小整流桥的通态损耗，提高变压器的效率，一般选用双半波整流方式。本电源的开关频率为20KHz，输出整流二极管可选用肖特基二极管，变压器副边是全波整流电路。4.2 控制电路控制电路包括脉宽调制控制、MOSFET驱动、电压电流检测、动作保护。其控制电路的主要部分如图4.4所示。图4.4 控制电路4.2.1 UC3875简介Unitrode公司的移相控制芯片UC3875是专门为全桥移相电路而开发的，代替了早期用分立器件的做法，使全桥移相的技术更容易转化成产品。UC3875开通时的门槛电压为10.75V，关闭时的门槛电压为9.25V；能输出0-100%的占空比；可通过外围的电阻电容来设定死区；工作时的开关频率可达1M HZ；既可工作在电压模式，也可工作在电流模式；能输出四个图腾柱式的驱动波形，驱动能力可达2安培；带有软启动功能；内部带有l0M HZ的误差放大器，为设置闭环带来了方便、配有5.0V的基准电压。它有4个独立的输出驱动端可以直接驱动四只功率MOSFET管,见图6,其中OUTA和OUTB相位相反,OUTC和OUTD相位相反,而OUTC和OUTD相对于OUTA和OUTB的相位是可调的,也正是通过调节的大小来进行PWM控制的。UC3875有20脚和28脚两种,本设计中用到的是20脚的UC3875芯片，表1为管脚功能简要说明。表1 UC3875管脚功能表PIN功能PIN功能1VREF基准电压10VCC电源电压2E/A OUT误差放大器的输出11VIN芯片供电电源3E/A-误差放大器的反相输入12PWR GND电源地4E/A+误差放大器的同相输入16FREQ SET频率设置端5C/S+电流检测17CLOCK/SYNC时钟/同步6SOFT-START软起动18SLOPE陡度7，15DELAYSETA/B，C/D输出延迟控制19RAMP斜波14，13，9，8OUT AOUT D输出AD20GND信号地主要引脚功能如下：管脚1可输出精确的5V基准电压，其电流可以达到60mA。当VIN比较低时，芯片进入欠压锁定状态VREF消失。直到VREF达到4.75V以上时才脱离欠压锁定状态。最好的办法是接一个0.1F旁路电容到信号地。管脚2为电压反馈增益控制端，当误差放大器的输出电压低于1V时实现0相移。管脚3为误差放大器的反相输入端，该脚通常利用分压电阻检测输出电源电压。管脚4为误差放大器的同相输入端，该脚与基准电压相连，以检测E/A（）端的输出电源电压。管脚5为电流检测端，该脚为电流故障比较器的同相输入端，其基准设置为内部固定2.5V（由VREF分压）。当该脚的电压超过2.5V时电流故障动作，输出被关断，软起动复位，此脚可实现过流保护。管脚6为软起动端，当输入电压（VIN）低于欠压锁定阈值（10.75V）时，该管脚保持低电平，当VIN正常时该脚通过内部9A电流源上升到4.8V，如果出现电流故障时该管脚电压从4.8V下降到0V，此脚可实现过压保护。UC3875外型图管脚7、15为输出延迟控制端，通过设置该管脚到地之间的电流来设置死区，加于同一桥臂两管驱动脉冲之间，以实现两管零电压开通时的瞬态时间，两个半桥死区可单独提供以满足不同的瞬态时间。管脚14、13、9、8为输出OUT AOUT D端，该管脚为2A的图腾柱输出，可驱动MOSFET和变压器。管脚10为电源电压端，该管脚提供输出级所需电源，VCC通常接3V以上电源，最佳为12V。此管脚应接旁路电容到电源地。管脚11为芯片供电电源端，该管脚提供芯片内部数字、模拟电路部分的电源，接于12V稳压电源。为保证芯片正常工作，在该管脚电压低于欠压锁定阈值（10.75V）时停止工作。此管脚应接旁路电容到信号地。当电源电压超过欠压锁定阈值时，电源电流（IIN）从100A猛增到20mA。如果接旁路电容，它就很快脱离欠压锁定状态。管脚12为电源地端。其它相关的阻容网络与之并联，电源地和信号地应一个接地以降低噪声和直流降落。管脚16为频率设置端，该脚与地之间通过一个电阻和电容来设置振荡频率。管脚17为时钟/同步端，作为输出，提供时钟信号；作为输入，该管脚提供一个同步点。最简单的用法是：具有不同振荡频率的多个UC3875可通过连接其同步端，使它们同步工作于最高频率。该管脚也可使其同步工作于外部时钟频率，但外部时钟频率需大于芯片的时钟频率。管脚18为陡度端，该脚接一个电阻RS将产生电流以形成斜波，连接这个电阻到输入电压将提供电压反馈。管脚19为斜波端，该管脚是PWM比较器的一个输入端，可通过一个电容CR连接到地，电压以下式陡度建立：dv/dt=Vs/(RS CR)。该脚可通过很少的器件实现电流方式控制，同时提供陡度补偿。管脚20为信号地端，GND是所有电压的参考基准。频率设置端（FREQSET）的振荡电容(Cf)，基准电压（VREF）端的旁路电容和VIN的旁路电容以及RAMP端斜波电容(CR)都应就近可靠地接于信号地。UC3875内部结构图图4.5 移相控制芯片UC3875内部结构图4.2.2 电路设置（1）脉宽控制电路脉宽控制电路是开关电源的核心部分，目前有多种集成的脉宽控制电路器件。下图所示是脉宽控制器的最基本的原理图。图中A1为误差放大器，A2为PWM比较器。PWM波形送至驱动电路，控制主电路开关管的通断。基准电压Ur和取样电压经过比较放大，产生一个直流误差电压Ue，Ue送到A2，与A2另一输入端的斜坡电压Us比较，输出PWM波形。其稳压原理是这样的：当某种原因引起输出电压升高时，取样电压升高，误差放大器输出电压Ue降低，Ton变窄，Toff变宽，占空比(Ton/T)减小，即UoUiUeUo反之亦然。图4.6 PWM控制基本工作原理图（2）驱动电路的设计功率MOSFET具有导通电阻低、负载电流大的优点，因而非常适合用作开关电源的整流组件，不过，在选用MOSFET时有一些注意事项。功率MOSFET和双极型晶体管不同，它的栅极电容比较大，在导通之前要先对该电容充电，当电容电压超过阈值电压（VGS-TH）时MOSFET才开始导通。因此，栅极驱动器的负载能力必须足够大，以保证在系统要求的时间内完成对等效栅极电容（CEI）的充电。（3）限电流保护设计为使主电路长期稳定、安全可靠地工作，必须设计各种类型的保护电路，避免因电路出现故障、使用不当或条件发生变化而损坏电路上的零器件。主电路的保护分为两大类：第一类是芯片内部的保护电路。第二类是外部保护电路，主要包括过流保护装置（如保险管、自恢复保险丝、熔断电阻器等）、启动限流保护电路、漏极钳位保护电路（或R、C、VD型吸收电路）、输入欠压保护电路、输入过压保护电路。当通过IGBT的电流过大超过了其所能承受的最大电流时，若不采取必要的限流保护措施，则IGBT会在很短的时间内损坏。通过利用UC3875的电流控制端(5脚)则会实现限流保护功能。其作用过程为通过EXB841驱动电路监视流过IGBT的电流，当出现过流状况时，由驱动电路产生一个过流信号(高电平状态)，将此高电平信号加在UC3875的电流控制端(5脚)，使之产生高于2.5V的电压，这时UC3875的过流保护电路起作用，迫使UC3875输出截止，进而导致IGBT关断不再输出功率。（4）软启动功能UC3875芯片具有软启动功能，即输出的脉冲宽度从零开始逐渐增加到最大值，以减少启动电流冲击，并且可以防止开机瞬间变压器可能产生的饱和现象。通过在芯片的软启动端(6脚)接一适当的电容，就可以使UC3875具有软启动功能。4.2.3 闭环控制电路的设计为了提高变换器的动态性能和稳态性能，采用了双闭环的平均电流模式控制方式，即电流内环、电压外环。（1）电压外环IC1是一个电压跟随器，起隔离作用，可防止电流的变化对采样电压的影响。运放IC2与电阻Rf5，Rf6以及电容Cfl，够成比例积分调节器，Rf，Cfl决定电压环PI调节器的Kp和Ki值，Rf7是为了增强系统的稳定性，取值较大。在保证系统稳定的情况下，R6与R5的比例应选得较高，这样有利于改善系统的动态特性和提高系统的稳态精度。运放IC2输出的误差电压输入到UC3875的E/A+端，作为电流环的参考电压给定。（2）电流内环输出滤波电感电流的检测值经过电压跟随器后，送到UC3875的E/A一端。4.3 主电路参数设计4.3.1 高频变压器的设计（1）原副边匝比的确定为了提高脉冲变压器的利用率，变压器的原副边匝比应尽可能的大一些。这样可减小功率管的通态电流，降低输出整流二极管的反向电压，从而减小损耗和降低成本，提高系统的效率和可靠性。为了在任意输入电压时能够输出所要求的电压，变压器的变比应按最低输入电压来选择。本变换器输入直流电压为24V，允许最低输入电压珠=21V。另外全桥移相控制方案存在副边占空比丢失的现象，额定负载时，选择副边的最大占空比为0.85，则变压器副边所需要的最低电压为：(4.1)其中Vo为输出电压。是输出整流二极管的通态压降，输出滤波电感铜损带