通信原理(6).ppt

第六章数字基带传输系统 本章主要内容1 数字基带传输系统基本结构2 数字基带信号及其频谱特性3 基带传输的常用码型4 基带脉冲传输与无码间干扰条件5 无码间干扰基带系统的抗噪声性能6 眼图与时域均衡 概念 具有丰富低频分量 甚至直流分量的信号 如来自模拟信号经数字化处理后得到的数字序列等 称为基带信号 1 数字通信系统的两个重要变换数字通信系统模型来分析 该系统包括了两个重要变换 1 即消息与数字基带信号之间的变换 2 数字基带信号与信道信号之间的变 换 前一个变换由收发终端设备来完成 它把无论是离散的还是连续的消息转换成数字的基带信号 而后一个变换则由调制和解调器完成 2 基带传输系统在数字通信的有些场合中不经过载波调制和解调过程而让基带信号直接传输 这种不使用载波调制解调装置而直接传送基带信号的系统 基带传输系统 如下图所示 它由信道信号形成器 信道 接收滤波器以及抽样判决 产生适合信道传输的基带信号 排除信道噪声和干扰 在噪声背景下判定与再生基带信号 器 信道信号形成器用来产生适合于信道传输 的基带信号 信道基带信号通过的媒质 接收滤波器可排除信道噪声和其他干扰 抽样判决器则是在噪声背景下用来判定与再生基带信号 3 频带传输系统频带传输系统有载波调制和解调过程的传输系统 如下图所示 在无线或光纤信道等具有带通特性的信道中 数字基带信号必须经过载波调制才能传输 频带传输系统 调制器 信道 解调器 基带信号输入 干扰 基带信号输出 原始数字基带信号 码型变换后信号 信道传输信号 信道输出信号 接收滤波器输出信号 位定时恢复脉冲 再生后恢复的基带信号 4 两个系统的比较目前 数字通信系统中的基带传输不如频带传输那样广泛 但是 基带传输系统的研究仍 然是十分有意义的 这是因为 第一 在利用对称电缆构成的近程数椐通信系统中广泛采用 了这种传输方式 第二 随着数字通信技术的发展 基带传输方式也有迅速发展的趋势 目前 它不仅用于低速数据传输 而且还用于高速数据传输 第三 基带传输中包含带通传输 的许多基本问题 也就是说 基带传输系统的许多问题也是带通传输系统必须考虑的问题 第四 理论上证明 任何一个采用线性调制的 带通传输系统 可以等效为一个基带传输系统来研究 本章在信号波形 传输码型及其谱特性的分析基础上 重点研究如何设计基带传输总特性 以消除码间干扰 如何有效地减小信道加性噪声的影响 以提高系统抗噪声性能 然后 6 1数字基带信号及其频谱特性 6 1 1数字基带信号 介绍一种利用实验手段直观估计系统性能的方法 眼图 并提出改善数字基带传输性能的两个措施 部分响应和时域均衡 为了分析消息在数字基带传输系统的传输过程 先分析数字基带信号及频谱特性是必要的 数字基带信号举不胜举的 下面介绍最基本的几个波形 1 单极性码波形 设消息代码由二进制符号0 1组成 则单极性码波形的基带信号可用图p1336 1 a 来表征 这里基带信号的0电位及正电位分别与二进制符号0和1一一对应 容易看出这种信号在一个码 元时间内 不是有电压 或电流 就是无电压 或电流 电脉冲之间无间隔 极性单一 该波形只使用于计算机内部或极近距离 如印制电路板内和机箱内 的传输 单极性不归零波形 2 双极性码波形 双极性码波形就是二进制符号0 1分别与负正电位相对应的波形 如图p1336 1 b 它的电脉冲之间也无间隔 但由于是双极性波形 故当0 1符号等可能出现时 它将无直流成分 有利于在信道中传输 并且在接收端恢复信号的判决电平为零值 因而不受信道特性 变化的影响 抗干扰能力也较强 在ITU T制定的V 24接口标准和美国电工协会 EIA 制定的RS 232C接口标准中均采用双极性波形 双极性不归零波形 3 单极性归零码波形 单极性归零码波形是指它的有电脉冲宽度 一般是码元宽度的一半 占空比 Ts为50 比码元宽度窄 每个脉冲都回到零电位 如图p1336 1 c 单极性RZ波形可以直接提取定时信息 它是其他码型提取位同步信息时 常采用的一种过渡波形 常在近距离内实行变换时使用 单极性归零波形 上面的单极性和双极性码波形属于非归零 NRZ 波形 其占空比 Ts 100 4 双极性归零码波形 它是双极性码波形的归零形式 如图p1336 1 d 所示 它兼有极性和归零波形的特点 由于其相邻脉冲之间存在零电位的间隙 使得 接收端很容易识别出每个码元的起止时刻 从而使收发双方能保持正确的位同步 这一优点使双极性归零波形得到了一定的应用 双极性归零波形 5 差分码波形 这种波形是用相邻码元的电平的跳变和不变来表示信息代码 而与码元本身的电位或极性无关 如图p1336 1 e 所示 图中 以电平跳变表示 1 以电平不变表示 0 当然上述规定也可以反过来 由于差分波形是以相邻脉 冲电平的相对变化来表示代码 因此也称相对码波形 而相应地前面的单极性或双极性波形为绝对码波形 差分码波形常在相位调制 7章 系统的码变换器中使用 差分波形 6 多电平码波形 多码元波形 上述波形的电平取值只有两种 即一个二进制码对应一个脉冲 为了提高频带利用律 可以采用多电平波形或多值波形 例如 图p1336 1 f 给出了一个四电平波形2B1Q 两个 于多电平波形的一个脉冲对应多个二进制码 在波特率相同 传输带宽相同 的条件下 比特率提高了 因此多电平波形在频带受限的高 比特用四级电平中的一级表示 其中00对应 3E 01对应 E 10对应 E 11对应 3E 由 速数据传输系统中得到了广泛应用 多电平波形 实际上 组成基带信号的单个码元波形并非一定是矩形的 根据实际的需要 还可有多种多样的波形形式 比如升余弦脉冲 高斯型脉冲 半余弦脉冲等等 这说明 信息符号并 不是与唯一的基带波形相对应 若令g1 t 对应于二进制符号的 0 g2 t 对应于二进制符号的 1 码元的间隔为Ts 则基带信号可表示成 基带信号 式中an 第n个信息符号所对应的电平值 0 1或 1 1等 出现符号 0 时 出现符号 1 时 由于an是信息符号所对应的电平值 它是一个随机量 因此通常在实际遇到的基带信号都是一个随机的脉冲序列 6 1 2基带信号的频谱特性 随机序列的功率谱 在研究基带传输系统时 对于基带信号频谱是十分必要的 由于基带信号是一个随机脉冲序列 故面临的是一个随机序列的谱分析问题 第三章中由随机过程的相关函数去求功率 或能量 谱密度的方法就是一种典型的分析宽平稳随机过程的方法 本节介绍一种数字随机序列的谱分析比较简明的方法 设一个二进制的随机脉冲序列如图p1356 2所示 这里g1 t 和g2 t 分别表示消息码的0和1 Ts为每一码元的宽度 应当指出 图中虽然把g1 t 及g2 t 都画成了三角形 高度不同 下面的图中g1 t 是高度相同的矩形脉冲 但实际上g1 t 和g2 t 可以是任意形状的脉冲 现在假设序列中任一码元时间Ts内g1 t 和g2 t 出现的概率分别为p和1 p 且认为它们的出现是统计独立的 则该序列s t 可以用式 二进制随机脉冲序列 6 1 2 表征 即 以概率为p 以概率为1 p 6 1 4 我们把s t 分解成稳态波v t 和交变波u t 所谓稳态波 即随机序列的统计平均分量 它取决于每个码元内出现g1 t g2 t 的概率加权平均 因此可表示成 这样 交变波u t 是S t 与v t 之差 即 于是 其中第n个码元为 其中 un t 可以根据式 6 1 4 和式 6 1 5 表示为 或写成 其中 显然 u t 是一个随机脉冲序列 下面我们根据式 6 1 5 和式 6 1 8 计算功率谱 然后根据式 6 1 6 的关系 得到随机基带脉冲序列s t 的频谱特性 1 v t 的功率谱密度Pv f 由于v t 是以Ts为周期的周期信号 故 可以展成傅里叶级数 其中 由于在 Ts 2 Ts 2 范围内 相当n 0 v t Pg1 t 1 P g2 t 所以 又由于Pg1 t 1 P g2 t 只存在于 Ts 2 Ts 2 范围内 所以上式的积分限可以改为从 到 因此 其中 于是 根据周期信号的功率谱密度与傅立叶系数Cm的关系 参见式 2 2 48 得到v t 功率谱密度为 式 6 1 14 表明 稳态波的功率谱Pv f 是冲激强度取决于 Cm 2的离散线谱 根据离散线谱可以确定随机序列是否包含直流分量 m 0 和定时分量 m 1 2 交变波u t 的功率谱密度Pu f 由于u t 是一个功率型的随机脉冲序列 它的功率谱密度可采用截短函数和统计平均的方法来求 参照第3章中的功率谱密度的原始定义式 3 2 15 有 式中 UT f 为u t 的截短函数uT t 所对应的频谱函数 E表示统计平均 T为截取时间 设它等于 2N 1 个码元的长度 即T 2N 1 Ts 6 1 16 其中 N是一个足够大的整数 此时 式 6 1 15 可以写成 现在先求出uT t 的频谱函数UT f 由式 6 1 8 显然有 则 其中 于是 其统计平均为 因为当m n时 所以 当m n时 所以 由以上计算可知 式 6 1 21 的统计平均值仅在m n时存在 故有 将其代入式 6 1 17 则可求得u t 的功率谱密度 式 6 1 25 表明 交变波的功率谱Pu f 是连续谱 它与g1 t 和g2 t 的频谱以及概率P有关 通常 根据连续谱可以确定随机序列的带宽 3 随机基带序列s t 的功率谱密度Ps f s t 的功率谱密度Ps f 为交变和稳态功率谱的叠加 1 双边功率谱密度 6 1 26 研究随机序列频谱的目的 了解信号频谱特性 合理选择匹配信道 确定是否包含位定时信息 2 单边功率谱密度 6 1 27 式中 fs 1 Ts为码元速率 Ts为码元宽度 持续时间 G1 f G2 f 分别为g1 t g2 t 的傅里叶变换 由式 6 1 26 我们得到的结论 二进制随机脉冲序列的功率谱Ps f 可能包含连续谱 第一项 和离散谱 第二项 连续谱总是存在的 这是因为代表数据信息的g1 t 和g2 t 波形不能完全相同 故有G1 f G2 f 谱的形状取决于g1 t g2 t 的频谱以及出现概率P 离散谱是否存在取决于g1 t 和g2 t 的波形及其出现的概率P 一般情况下 它也总 是存在的 但对于双极性信号g1 t g2 t g t 且概率P 1 2 等概 时 则没有离散分量 f mfs 根据离散谱可以确定随机序列是否有直流分量和定时分量 例6 1 求单极性NRZ和RZ矩形脉冲序列的功率谱Ps f 解 对于单极性波形 若设g1 t 0 g2 t g t 则由式 6 1 26 可得到由其构成的随机脉冲序列的双边功率谱密度为 等概 P 1 2 时 式 6 1 28 简化为 若表示 1 码的波形g2 t g t 为不归零 NRZ 矩形脉冲 即 其频谱函数为 当f mf时 G mf 的取值情况为 m 0 G 0 TsSa 0 0 因此式 6 1 29 中 有直流分量 f m为不等于零的整数时 G mf TsSa n 0 故式 6 1 29 中离散谱为零 因而无定时分量 f fs 这时 式 6 1 29 变成 若表示 1 码的波形g2 t g t 为半占空归零矩形脉冲 即脉冲宽度 Ts 2时 其频谱函数为 当f mfs时 G mfs 的取值情况为 m 0 G 0 TsSa 0 2 0 因此式 6 1 29 中有直流分量 m为奇数时 G mfs Ts 2Sa m 2 0 此时有离散谱 因而有定时分量 当m 1时 m为偶数 时 G mfs Ts 2Sa m 2 0 此时无离散谱 这时 式 6 1 29 变成 例6 2 求双极性NRZ和RZ矩形脉冲序列的功率谱 同学们自己看以下 总结 1 随机序列的带宽主要依赖单个码元波形的频谱函数 时间波形的占空比越小 频带越宽 2 单极性基带信号是否存在离散谱取决于矩形脉冲的占空比 0 1等概的双极性信号没有离散谱 P174题6 3随机二进制序列中的0和1 分别由g t 和 g t 组成 它们的出现概率分别为P及 1 P 1 求其功率谱密度及功率 2 若g t 为如图P6 1 a 所示波形 Ts为码元宽度 问该序列是否存在离散分量fs 1 Ts 3 若g t 改为图P6 1 b 重新回答题2所问 函数的傅立叶变换来求功率谱密度 而随机序列是非平稳的 常用公式 来计算随机序列的功率谱密度 该随机序列的总功率为 解 本题为典型的随机序列的功率谱密度的计算题目 对于平稳随机过程 常用自相关 次类题目的关键是正确找出表示 0 码和表示 1 的波形g1 t 和g2 t 并求出G1 f 和G2 f 求频率为某一点的离散分量时 把 1 随机二进制序列双边功率谱密度为 该频率代入离散分量的表达式中 若对应项不为0 则有离散分量存在的 若为0 则没有离散分量存在 因为 所以 随机二进制序列的功率为 2 若 则 所以二进制序列不存在离散分量fs 1 Ts 因为 3 若 则 所以 该二进制序列存在离散分量fs 1 Ts 因为 6 2基带传输的常用码型 如果一个变换器把数字基带信号变换成适合于基带信道传输的基带信号 则称此变换器 以上合成为 基带调解器 基带调解器设计中的首要问题就是本节要讨论的码型选择问题 基带信号是代码的一种电表示形式 在实际的基带传输系统中 并不是所有的基带电波形都能在信道中传输 它含有丰富直流和低频成分 就不适宜在信道中传输 可能造成信号 为数字基带调制器 把信道基带信号变换成原始数字基带信号的变换器 称之为基带解调器 严重畸变 对传输用的基带信号的主要要求有两点 1 对各种代码的要求 期望将原始信息符号编制成适合于传输用的码型 2 对所选码型的电波形要求 期望电波形适宜于在信道中传输 前一问题称为传输码型的选择 后一问题称为基带脉冲的选择 传输码 又常称为线路码 的结构将取决于实际信道特性和系统工作的条件 不含直流 且低频分量尽量少 应含有丰富的定时信息 以便于从接收码流中提取定时信号 功率谱主瓣宽度窄 以节省传输频带 传输码 或称线性码 的结构将取决于实际信道特性和系统工作的条件 在选择传输码型时 一般应考滤以下原则 6 2 1传输码的码型选择原则 不受信源统计特性的影响 即能适应于信息源的变化 具有内在的检错能力 即码型应具有一定规律性 以便利用这一规律性进行宏观检测 满足以上特性的传输码型种类繁多 介绍几种 编译码简单 以降低通信延时和成本 6 2 2几种常用的传输码型 1 AMI码 全称传号交替反转码 1 编码原理 消息代码0 空号 和1 传号 按如下规则进行编码 代码的0仍变换为传输码的0 而把代码中的1交替地变换 2 例子 如下图所示 1001100111 100 1 100 1 1 1 AMI码 消息码 3 AMI码的特点 由于AMI码的传号交替反转 故由它决定的基带信号将出现正负脉冲交替 而0电位保持不变的规律 这种基 为传输码的 1 1 1 1 带信号无直流成分 只有很小的低频成分 因 4 1B 1T码型 由AMI码的编码规则看出 它已从一个二进制符号序列变成了一个三进制符号序列 即是一个二进制符号变换成一个三进制符号 我们把一个二进制符号变换成 一个三进制符号所构成的码称为1B 1T码型 而它特别适宜在不允许这些成分通过的信道中传输 5 优缺点 AMI码无直流分量 编译码电路简单及便于观察误码等优点 它是 一种基本的线路码 在高密度信息流的数据传输中 得到广泛采用 但AMI码有一个重要缺点 即当它用来获取定时信息时 由于它可能出现长的连0串 因而会造成提取定时信号的困难 2 HDB3码 三阶高密度双极性码 为了保持AMI码的优点而克服其缺点 人们提出了许多种类的改进AMI码 HDB3码就是其中有代表性的码 1 编码原理 连0码个数不超过3时 仍按AMI码编码 连0码超过3个时 将第四个0用一非0脉冲 V或 V 替换 相邻V脉冲极性交替 V脉冲应与前一个非零脉冲 B或 B 极性相同 相邻V脉冲之间有奇数个非零符号时 保证该码型 而有偶数个非0符号时 则不保证该码型 这时再将该小段的第1个0变换成 B 或 B B符号的极性与前一非0符号的相反 并让后面的非0符号从V符号开始再交替变化 AMI码 10000 1 10000 11 消息码1000011000011 2 例子 如下图所示 B 符合极性交替脉冲 V 破坏极性交替脉冲 HDB3 1000 破坏点 破坏点 V 1 1 V 000 1 1 V B00 破坏符号V总是与前一非0符号同极性 包括B在内 从收到的符号序列中可以容易地找到破坏点V 于是也断定V符号及其 3 HDB3码的特点 虽然HDB3码的编码规则比较复杂 但译码却比较简单 每一个 4 HDB3码的优缺点 具有一定检错能力 前面的3个符号必是连0符号 从而恢复4个连0码 再将所有 1变成 1后便得到原消息代码 无直流分量 低频分量较小 接收端有时会造成误码增殖 主要不足 克服长连 0 现象有利于位定时信息的提取 HDB3码应用广泛 目前A律PCM四次群以下接口码型均为HDB3码 3 MANCHESTER码 双相码 双相码即曼彻斯特码 它是对每一个二进制代码分别利用两个具有不同相位的二进制 新码去取代的码 编码规则之一是 双相码10100101100110 代码1100101 0 01 零相位的一个周期的方波 1 10 相位的一个周期的方波 例如 双相码的特点 只使用两个电平 而不像前面的三种码具有三个电平 这种码既能提供足够的定时分量 又无直流漂移 编码过程简单 但这种码的带宽要宽些 与前面的码相比 上述码又称为绝对双相码 与它对应的另一种双相码 称为差分双相码 先把输入的NRZ 非归零 波形变换成差分波形 用差分波形实行绝对双相码编码 此时的输出码 相对于输入NRZ波形 4 差分双相码 为了解决双相码因极性反转而引起的译码错误 可以采用差分码的概念 双相码是利用每个码元持续时间中间的电平调变进行同步和信码表示 由负到正的调变表示二进 制 0 由正到负的调变表示二进制 1 而在差分双相码编码中 每个码元中间的电平调变用于同步 而每个码元的开 称之为差分双相码 始处是否存在额外的调变用来确定信码 有调变则表示二进制 1 无调变则表示二进制 0 该码在局域网中常被采用 5 MILLER码 延迟调制码 它的编码规则如下 1 码用码元持续时间中心点出现跃变来表示 即用 10 或 01 表示 0 码分两种情况处理 对于单个 0 时 在码元持续时间内不出现电平跃变 且与相邻码元的边界处也不跃变 对于 连 0 时 在两个 0 码的边界处出现电平 跃变 即 00 与 11 交替 为了便于理解 看图6 5 a b 上页图 编码规则 1 码交替用 11 和 00 两位码表示 0 码固定用 01 表示 6 CMI码 传号反转码 代码 CMI码波形 CMI代码110011010100110100 主要优点 含有丰富的定时信息 具有一定检错能力 10码禁用码组 CCITT推荐在高次群的接口码型 在低速光纤传输系统中有时也采用 7 块编码 分组码 为了提高线路编码性能 需要某种冗余来确保码型的同步和检错能力 引入块编码可以在某种程度上达到这两个目的 块编码的形式有nBmB码 nBmT等 出一部分有利码组作为可用码组 其余为禁 这是一类分组码 它把原信息码流的n位二进制码作为一组 变换为m位二进制码作为新的码组 由于m n 新码组可能有2m种组合 故多出 2m 2n 种组合 从中选 用码组 以获得好的特性 前面介绍的双相 码 密勒码和CMI码都可看作是1B2B码 在光纤数字传输系统中 通常选择m n 1 取1B2B码 2B3B码以及5B6B码等 其中 5B6B码型已实用化 用作三次群和四 次群的线路传输码型 nBmT码的设计思想是将n个二元码变换成m个三元码的新码组 且m n 例如 4B3T码 它把4个二进制码变换成3个三进制码 显然 在相同的码速率下 4B3T码的信息容量大于1B1T 因而可提高频带利用率 4B3T码 8B6T码等适用于较高速率的数据传输系统 如高次群同轴电缆传输系统 6 3数字基带信号传输与码间串扰 6 3 1数字基带信号传输系统的组成 在前面 我们通过数字通信 波形 码型等角度了解了基带信号的特点 这节开始讨论基带信号的传输系统问题 1 基带信号的传输系统 基带信号的传输系统的方框图如图6 6所示 它主要由发送滤波器 信道信号形成器 信道 接收滤波器和抽样判决组成 保证系统可靠工作还有同步系统 2 各框的功能和信号传输的物理过程 1 信道信号形成器 发送滤波器 它的功能是产生适合于信道传输的基带信号波形 一般编码器产生的传输码波形是矩形脉 冲 其频谱很宽 不利于传输 发送滤波器用于压缩输入信号频带 把传输码变成适宜于信道传输的基带信号波形 2 信道 传输数字基带信号的媒质 一般信道都不满足无失真传输条件 传输波形会引起失真 另外信道还受高斯白噪声n t 的干扰 3 接收滤波器 它是用来接收信号 尽可能滤除信道噪声和其它干扰 对信道特性进行均衡 使输出的基带波形有利于抽样判决 4 抽样判决器 则是在传输特性不理想及噪声背景下 在规定时刻 由定时脉冲控制 对接收滤波器的输出波形进行抽样判决 以恢复或再生基带信号 看书上p145页的图进行说明 下页图 5 定时脉冲和同步提取 用来抽样的位定时脉冲依靠同步提取电路从接收信号中提取 位定时的准确与否将直接影响判决效果 3 基带传输造成误码的原因 误码是由接收端抽样判决器的错误判决造成的 主要原因有 一个是码间串扰 另一个是信道加性噪声的影响 所谓码间串扰是由于系统传输总特性 包括收 发滤波器和信道的 特性 不理想 导致前后码元的波形畸变 展宽 并使前面波形出现很长的拖尾 蔓延到当 原始数字基带信号 码型变换后信号 信道传输信号 信道输出信号 接收滤波器输出信号 位定时恢复脉冲 再生后恢复的基带信号 我们把数字基带信号传输系统的用如图6 9所示框图表示 前码元的抽样时刻上 从而对当前码元的判决造成干扰 码间串扰严重时 会造成错误判决 如图6 8所示 6 3 2数字基带信号传输的定量分析 这个信号由时间间隔为Ts的单位冲激函数 t 构成的序列 其每一个 t 的强度则由an决定 当d t 激励发送滤波器 即信道信号形成器 时 发送滤波器产生的输出信号为 图中 an 为发送滤波器的输入符号序列 在二进制的情况下符号an的取值为0 1或 1 1 为分析方便 基带信号d t 表示为 设发送滤波器的传输特性为GT 则冲激响应gT t 由式 6 3 3 确定 若再设信道的传输特性为C 接收滤波器的传输特性为GR 则图6 9所示的基带传输系统的总传输特性为 6 3 4 其单位冲激响应为 h t 是在单个 t 作用下 H 形成的输出波形 因此在冲激脉冲序列d t 作用下 接收滤波器输出信号r t 可表示为 6 3 5 再生 在抽样时刻t KTS t0上对第k个码元进行判决 t0为基带系统对信号的延迟 6 3 7 恢复aK的依据 其他码元在k时刻出现码间干扰 随机干扰也影响码元正确判决 判决准则 显然 只有当码间干扰和噪声足够小时 判决才正确 否则可能发生错判 造成误码 码间干扰取决于an和h t 在抽样时刻上的取值 6 4无码间串扰的基带传输特性 6 4 1 6 4 1消除码间串扰的基本思想 一种消除码间干扰的波形考虑 在t0 KTs处相邻码元的值为零 6 4 2无码间串扰的条件 问题 不考虑噪声 什么样的H 可以产生无码间干扰的输出波形h t 6 4 2 当h t 在抽样时刻kTs上满足以下条件 即 6 4 3 6 3 4 6 4 5 6 4 4 令 6 4 6 6 4 7 若F 为周期2 Ts的函数 则其指数型傅里叶级数表示为 6 4 8 无码间干扰条件 6 4 9 奈奎斯特 Nyquist 第一准则 在码速率为1 Ts情况下 能够克服码间干扰的基带系统的传输函数应满足 6 4 11 物理意义 H 以2 Ts为间隔左右平移 在 Ts Ts 内迭加后为常数 则无码间串扰 书上P150上有图6 11所示 通过下面的图演示 奈奎斯特第一准则另外表示 6 4 3无码间串扰的传输特性的设计 常见的满足要求的H 有以下几种 1 H 为理想低通特性 接收波形 特点 工程上难实现 尾部衰减特性差 冲激响应为 最高频带利用率 理想低通基带系统 二元信号 例 二进制序列码速率为100Baud 则最高频带利用率为多少 多元信号 解 1 理想低通 1 二进制序列码速率为100Baud 则最高频带利用率为 2 4进制序列码速率仍为100Baud 则最高频带利用率为 b Rb B 2log22 2 bps Hz b Rb B 2log24 4 bps Hz 2 H 为具有 滚降 特性的形状 余弦滚降特性 raisedcosinespectrum 1 W1 Baud Hz bps Hz 二元信号 Baud Hz 多元信号 bps Hz 频带利用率 例 理想低通型信道的截止频率为3000Hz 当传输以下二电平信号时求信号的频带利用率和最高信息速率 1 理想低通信号 2 3 NRZ码 的升余弦滚降信号 解 1 理想低通信号的频带利用率为 B Hz 取信号的带宽为信道的带宽 由频带利用率的定义可求出最高信息传输速率为 2 升余弦滚降信号的频带利用率为 3 二进制的Rb与RB相同 取NRZ码的谱零点带宽为信道带宽 即B RB Rb Hz 频带利用率 6 5基带传输系统的抗噪声性能 在基带传输系统的模型中 信道加性高斯白噪声n t 通常被假设为均值为0 双边带功率谱密度为n0 2的平稳高斯白噪声 而接收滤波器又是一个线性网络 故判决电路输入噪声nR t 也是均值为0的平稳高斯噪声 且它的功率谱密度Pn f 为 方差 噪声平均功率 为 故nR t 是均值为0 方差为 n2的高斯噪声 因此它的瞬时值的统计特性可用下述一维概率密度函数描述为 式中 V就是噪声的瞬时取值nR kTs 6 5 1二进制双极性基带系统 对二进制双极性信号 假设它在抽样时刻的电平取值为 A或 A 分别对应信码 1 或 0 则在一个码元持续时间内 抽样 判决器输入端的混合波形 信号 噪声 x t 在抽样时刻的取值为 X kTs A nR kTs A nR kTs 发 1 码 发 0 码 6 5 3 根据式 6 5 2 当发送 1 时 A nR kTs 的一维概率密度函数为 而当发送 0 时 A nR kTs 的一维概率密度函数为 与它们相应的曲线分别示意图6 15中 x Pe1 Pe2 对 1 码 当x Vd 判为 1 码 正确 当x Vd 判为 0 码 错误 在 A到 A之间选择一个适当的电平Vd作为判决门限 根据判决规则将会出现以下几种情况 对 0 码 当x Vd 判为 0 码 正确 当x Vd 判为 1 码 错误 可见 在二进制基带信号传输过程中 噪声引起的误码有两种错误形式 发送的是 1 码 却被判为 0 码 发送的是 0 码 却被判为 1 码 下面分别计算这两种差错概率 P 0 1 发 1 错判为 0 的概率 P 1 0 发 0 错判为 1 的概率为 图中阴影部分所示 假设信源发送 1 码的概率为P 1 发送 0 码的概率为P 0 则二进制基带传输系统的总误码率为P e P 1 P 0 1 P 0 P 1 0 6 5 8 将式 6 5 6 和式 6 5 7 代入式 6 5 8 可以看出 误码率与发送概率P 1 P 0 信号的峰值A 噪声功率 n2 以及判决门限电平Vd有关 所以在A和 n2一定条件下 可以找到一个使误码最小的判决门限电 则由式 6 5 6 式 6 5 7 和式 6 5 8 可求得最佳门限电平 平 称为最佳门限电平 若令 若P 1 P 0 1 2 则有V d 0 6 5 10 这时 基带传输系统总误码率为 由式 6 5 11 可见 在发送概率相等 且在最佳门限电平下 双极性基带系统的总误码依赖于信号峰值A与噪声均方根值 n的比值 而与采用什么样的信号形式无关 当然 这里的信号形式必须是能够消除码间干扰的 且比值A n越大 Pe就越小 无码间干扰 噪声 无码间干扰 有噪声 6 5 2二进制单极性基带系统 对二进制单极性信号 假设它在抽样时刻的电平取值为 A或0 分别对应信码 1 或 0 那么上面的式 6 5 9 式 6 5 10 和式 6 5 11 将分别变成为 当P 1 P 0 1 2时V d A 2 6 5 13 单极性基带波形 比较式 6 5 14 和式 6 5 15 可见 当比值A n一定时 双极 性基带系统的误码率比单极性的低 抗噪声性能好 此外 在等概条件下 双极性的最佳判决门限电平为0 与信号幅度无关 因而不随信道特性变化而变 故能保持最佳状态 而单极性的最佳判决门限电平为A 2 它易受信道特性变化的影响 从而导致误码率增大 因此 双极性基带系统比单极性基 带系统应用更为广泛 6 6眼图 eyepattern 眼图是一种直观观察系统传输性能的方法 从眼图上可以判定码间干扰和噪声的影响 尤其是码间干扰的影响 无码间干扰时的眼图 有码间干扰时的眼图 1 实验室作眼图的步骤 示波器跨接在接收滤波器输出端 1 选择分段周期T0 nTB n取整数 T0是示波器水平扫描周期 TB是接收码元的周期 2 以T0为周期分段 3 在一个周期内重叠 4 用斜线标眼 2 观察眼图的方法 将接收波形 未经再生的信号 送示波器Y通道 用位定时作为同步在示波器上重复扫描所显示的波形 时钟同步 噪声 3 眼图的意义 P157上有 1 最佳抽样时刻应是 眼睛 张开最大的时刻 2 对定时误差的灵敏度可由眼图的斜边之斜率决定 斜率越陡 对定时误差就约灵 敏 3 眼图的阴影区的垂直高度表示信号幅度畸变范围 4 图中央的横轴位置应对应判决门限电平 5 在抽样时刻上 上下两阴影区的间隔距离之半为噪声容限 或称噪声边际 即若噪声瞬时值超过这个容限 则就可能发生错误判决 最佳抽样时刻 判决门限电平 过零点畸变 噪声容限 对定时误差的灵敏度 抽样信号畸变 可以抽样的时间 码间干扰不严重时的眼图 码间干扰严重时的眼图 6 图中倾斜阴影带与横轴相交的区间表示了接收波形零点位置的变化范围 即过零点畸变 它对于利用信号零交点的平均位置来提取定时信息的接收系统有很大影响 6 7部分响应和时域均衡 前面我们学习了数字基带传输问题 本节介绍两种改善系统性能的措施 一是针对提高频带利用率 2Baud Hz 而采用的部分响应技术 另一个是针对减小码间串扰而采用的时域均衡技术 1 第I类部分响应波形 sinx x sinx x型 6 7 1部分响应系统 6 7 1 6 7 2 经简化得 1 分析如图6 9 6 7 3 对式 6 7 2 进行傅里叶变换 可得g t 的频谱函数为 以g t 为传输波形 前后码元波形迭加后如图 Ck ak ak 1 假如二进制序列 ak 并设ak的取值为 1及 1 对应于 1 及 0 当发送码元ak时 接收波形g t 在相应时刻上 第k个时刻上 的抽样值Ck由下式确定 Ck ak ak 1 6 7 4 或ak Ck ak 1 6 7 5 根据上式 6 7 4 g t 的抽样值将有 2 0 2三种取值 即成为三进制序列 如果ak 1接收判定 则接收端可根据收到的Ck 由式 6 7 5 得到ak的取值 就是相关编码 前面知道ak 1判决结果 如果Ck某抽 样值因干扰而发生错误 则恢复的ak值错误 而且影响后面的ak 1 ak 2 的正确判决 出现一连串的错误 这一现象叫做差错传播 也叫误码扩散 误码扩散 ak 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 ck00 20 2 2 000 2 c k00 20 20 000 2 收端 10110001011 ak 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 2 克服 差错传输 误码扩散的方法 预编码ak bk bk 1bk ak bk 1 bk 相关编码ck bk bk 1 接收端作模2处理 ck mod2 bk bk 1 ak 除2取13 2 12 2 00 2 0等 判决规则是 Ck 2判 0 1判 1 例 ak11101001 bk 101011000 bk10110001 ck11121001 ck mod211101001 c k11221001 c k mod211001001 设 这样恢复的ak中只有一位错误 其它码位都正常 2 部分响应系统的一般形式 预编码ak R1bk R2bk 1 RNbk N 1 模L相加 相关编码ck R1bk R2bk 1 RNbk N 1 模L处理 ck modL ak 抽样值Ck的电平数要超过ak的电平数 ISBN国际统一图书编号 出版