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变频器内部原理培训 变频器 将电网电压提供的恒压恒频转换成电压和频率都可以通过控制改变的转换器 使电动机可以在变频电压的电源驱动下发挥更好的工作性能 1 主要的公式 公式 R为电枢绕组内阻 e为旋转电动势 Km 系数 磁通 电枢电流 f 旋转速度 N 线圈匝数 磁通 2 晶闸管的结构与工作原理 常用晶闸管的结构 螺栓型晶闸管 晶闸管模块 平板型晶闸管外形及结构 C 3 1 4典型全控型器件 引言 常用的典型全控型器件 B GTR 电力MOSFET和IGBT等器件的常用封装形式 4 1 4 3电力场效应晶体管 电力MOSFET的结构 是单极型晶体管 导电机理与小功率MOS管相同 但结构上多采用垂直导电结构 又称为VMOSFET 采用多元集成结构 不同的生产厂家采用了不同设计 图a 为垂直导电双扩散结构 即VDMOSFET 图1 19电力MOSFET的结构和电气图形符号 B a b 5 绝缘栅双极晶体管 1 IGBT的结构和工作原理三端器件 栅极G 集电极C和发射极E IGBT比VDMOSFET多一层P 注入区 具有很强的通流能力 图1 22IGBT的结构 简化等效电路和电气图形符号a 内部结构断面示意图b 等效电路c 简化等效电路d 电气图形符号 B 6 功率模块与功率集成电路 例 部分功率模块 IPM 电力半导体器件及驱动电路 A 7 8 逆变电路最基本的工作原理 改变两组开关切换频率 可改变输出交流电频率 图5 1逆变电路及其波形举例 电阻负载时 负载电流io和uo的波形相同 相位也相同 阻感负载时 io相位滞后于uo 波形也不同 单相桥式逆变电路 S1 S4是桥式电路的4个臂 由电力电子器件及辅助电路组成 B 9 6 1PWM控制的基本思想 重要理论基础 面积等效原理 采样控制理论中的一个重要结论 冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的环节上时 其效果基本相同 B 10 PWM控制的基本思想 若要改变等效输出正弦波幅值 按同一比例改变各脉冲宽度即可 如何用一系列等幅不等宽的脉冲来代替一个正弦半波 SPWM波 C t t t V1和V2 V3和V4的通断彼此互补 在ur和uc的交点时刻控制IGBT的通断 6 2 1计算法和调制法 ur正半周 V1保持通 V2保持断 当ur uc时使V4通 V3断 uo Ud 当ur uc时使V4断 V3通 uo 0 ur负半周 请同学们自己分析 图6 5单极性PWM控制方式波形 B 单极性PWM控制方式 单相桥逆变 11 在ur和uc的交点时刻控制IGBT的通断 在ur的半个周期内 三角波载波有正有负 所得PWM波也有正有负 其幅值只有 Ud两种电平 同样在调制信号ur和载波信号uc的交点时刻控制器件的通断 ur正负半周 对各开关器件的控制规律相同 图6 6双极性PWM控制方式波形 B 双极性PWM控制方式 单相桥逆变 12 6 2 1计算法和调制法 对照上述两图可以看出 单相桥式电路既可采取单极性调制 也可采用双极性调制 由于对开关器件通断控制的规律不同 它们的输出波形也有较大的差别 B 注 1 试比较以上两种方式的异同点 2 哪种方式效果相对更好 3 若用示波器观察以上两波形会看到什么结果 13 变频器输入电流波形 14 2 4 1电容滤波的单相不可控整流电路 感容滤波的二极管整流电路 图2 29感容滤波的单相桥式不可控整流电路及其工作波形a 电路图b 波形 C 实际应用为此情况 但分析复杂 Ud波形更平直 电流i2的上升段平缓了许多 这对于电路的工作是有利的 15 2 4 2电容滤波的三相不可控整流电路 1 基本原理 图2 30电容滤波的三相桥式不可控整流电路及其波形 C 某一对二极管导通时 输出电压等于交流侧线电压中最大的一个 该线电压既向电容供电 也向负载供电 当没有二极管导通时 由电容向负载放电 ud按指数规律下降 16 2 4 2电容滤波的三相不可控整流电路 考虑实际电路中存在的交流侧电感以及为抑制冲击电流而串联的电感时的工作情况 电流波形的前沿平缓了许多 有利于电路的正常工作 随着负载的加重 电流波形与电阻负载时的交流侧电流波形逐渐接近 图2 32考虑电感时电容滤波的三相桥式整流电路及其波形a 电路原理图b 轻载时的交流侧电流波形c 重载时的交流侧电流波形 C 17 5 4 2多电平逆变电路 a 串联连接三相高压变频器原理图 例 完美无谐波 高压变频器为减少输入电流中的谐波 提高功率因数 工频变压器采用相位彼此差开相等电角度的多副边结构 每一组副边接一个图b 所示的基本功率单元 高压变频器每一相由若干个基本功率单元串联组成 图a 为3个单元串联 实现高压输出 串联的单元数越多 输出的电压越高 而输入电流越接近正弦 此类变频器已成功地用于高压电机变频调速的场合 A b 基本功率单元 18 EXB841的工作原理 19 20 1 正常开通过程当控制电路使EXB841输入端脚14和脚15有10mA的电流流过时 光耦合器IS0l就会导通 A点电位迅速下降至0V 使V1和V2截止 V2截止使D点电位上升至20V V4导通 V5截止 EXB841通过V4及栅极电阻Rg向IGBT提供电流使之迅速导通 Uc下降至3V 与此同时 V1截止使十20V电源通R3向电容C2充电 时间常数r1为r1 R3c2 2 42us 2 17 又使B点电位上升 它由零升到13V的时间可用下式求得 13 20 1 e t r1 2 18 t 2 54uS 2 19 21 然而由于IGBT约lus后已导通 Uce下降至3V 从而将EXB841脚6电位箝制在8V左右 因此B点和C点电位不会充到13V 而是充到8V左右 这个过程时间为1 24us 又稳压管VZ1的稳压值为13V IGBT正常开通时不会被击穿 V3不通 E点电位仍为20V左右 二极管VD6截止 不影响V4和V5的正常工作 22 2 正常关断过程控制电路使EXB841输入端脚14和脚15无电流流过 光耦合器IS01不通 A点电位上升使V1和V2导通 V2导通使V4截止 V5导通 IGBT栅极电荷通过V5迅速放电 使EXB841的脚3电位迅速下降至0V 相对于的EXB841脚1低5V 使IGBT可靠关断 Uce迅速上升 使EXB841的脚6 悬空 与此同时V1导通 C2通过V1更快放电 将B点和C点电位箝在0V 使VZI仍不通 后继电路不会动作 IGBT正常关断 23 3 保护动作设IGBT已正常导通 则V1和V2截止 V4导通 V5截止 B点和C点电位稳定在8V左右 VZ1不被击穿 V3不导通 E点电位保持为20V 二极管VD6截止 若此时发生短路 IGBT承受大电流而退饱和 Uce上升很多 二极管VD7截止 则EXB841的脚6 悬空 B点和C点电位开始由8V上升 当上升至13V时 VZ1被击穿 V3导通 C4通过R7和V3放电 E点电位逐步下降 二极管VD6导通时 D点电位也逐步下降 从而使EXB841的脚3电位也逐步下降 缓慢关断IGBT 24 B点和C点电位由8V上升到13V的时间可用下式求得 13 20 1 e t r1 8e t r1 2 20 t l 3uS 2 21 C3与R7组成的放电时间常数为T2 C3R7 4 84uS 2 22 E点由20V下降到3 6V的时间可用下式求得3 6 20e t r2 2 23 t 8 3uS 2 24 25 此时慢关断过程结束 IGBT栅极上所受偏压为0oV 设V3管压降为0 3V V6和V5的压降为O 7V 这种状态一直持续到控制信号使光电耦合器IS0l截止 此时V1和V2导通 V2导通使D点下降到0V 从而V4完全截止 V5完全导通 IGBT栅极所受偏压由慢关断时的0V迅速下降到一5V IGBT完全关断 V1导通使C2迅速放电 V3截止 20V电源通过R8对C4充电 RC充电时间常数为T3 C4R8 48 4uS 2 25 26 则E点由3 6V充至19V的时间可用下式求得 19 20 l一e t r3 3 6e t r3 2 26 t 135uS 2 27 则E点恢复到正常状态需135us 至此EXB841完全恢复到正常状态 可以进行正常的驱动 与前述的IGBT驱动条件和保护策略相对照 以上所述说明EXB841确实充分考虑到IGBT的特点 电路简单实用 有如下特点 27 1 模块仅需单电源十20V供电 它通过内部5V稳压管为IGBT提供了十15V和一5V的电平 既满足了IGBT的驱动条件 又简化了电路 为整个系统设计提供了很大方便 2 输入采用高速光耦隔离电路 既满足了隔离和快速的要求 又在很大程度上使电路结构简化 28 3 通过精心设计 将过流时降低Uge与慢关断技术综合考虑 按前面所述 短路时EXB841各引脚波形如图2 68所示 可见一旦电路检测到短路后 要延迟约1 5us VZI导通时 R4会有压降 Uge才开始降低 再过约8us后Uge才降低到0V 相对EXB841的脚1 在这10us左右的时间内 如果短路现象消失 Uge会逐步恢复到正常值 但恢复时间决定于时间常数t3 时间是较长的 29 M57962的应用电路 8脚应该接光耦的发射端 为控制电路提供过流信号 30 2020 1 27 31 32 图6 34电容器放电a 放电电路b 从接线端放电 33 图6 43单进三出变频器 34 图6 44单进三出时存在的问题 35 图6 45单进三出的升压电路 36 交流调速控制策略 见书矢量控制于电机的参数有关 37 异步电机的坐标变换结构图 图6 52异步电动机的坐标变换结构图3 2 三相 两相变换 VR 同步旋转变换 M轴与 轴 A轴 的夹角 3 2 VR 等效直流电动机模型 A B C iA iB iC it im i i 异步电动机 38 矢量控制系统原理结构图 图6 53异步电机矢量控制系统原理结构图 39 40 b 缓冲电路作用分析无缓冲电路有缓冲电路 图1 38di dt抑制电路和充放电型RCD缓冲电路及波形a 电路b 波形 图1 39关断时的负载线 C 41 晶闸管的串联 问题 理想串联希望器件分压相等 但因特性差异 使器件电压分配不均匀 静态不均压 串联的器件流过的漏电流相同 但因静态伏安特性的分散性 各器件分压不等 动态不均压 由于器件动态参数和特性的差异造成的不均压 目的 当晶闸管额定电压小于要求时 可以串联 42 晶闸管的串联 静态均压措施 选用参数和特性尽量一致的器件 采用电阻均压 Rp的阻值应比器件阻断时的正 反向电阻小得多 图1 41晶闸管的串联a 伏安特性差异b 串联均压措施 动态均压措施 选择动态参数和特性尽量一致的器件 用RC并联支路作动态均压 采用门极强脉冲触发可以显著减小器件开通时间的差异 43 晶闸管的并联 问题 会分别因静态和动态特性参数的差异而电流分配不均匀 均流措施 挑选特性参数尽量一致的器件 采用均流电抗器 用门极强脉冲触发也有助于动态均流 当需要同时串联和并联晶闸管时 通常采用先串后并的方法联接 目的 多个器件并联来承担较大的电流 44 5 2 2三相电压型逆变电路 负载中点和电源中点间电压 5 6 负载三相对称时有uUN uVN uWN 0 于是 5 7 负载已知时 可由uUN波形求出iU波形 一相上下两桥臂间的换流过程和半桥电路相似 桥臂1 3 5的电流相加可得直流侧电流id的波形 id每60 脉动一次 直流电压基本无脉动 因此逆变器从交流侧向直流侧传送的功率是脉动的 电压型逆变电路的一个特点 防止同一相上下两桥臂的开关器件同时导通而引起直流侧电源短路 应采取 先断后通 数量分析见教材 45 46 7 1 1硬开关和软开关 硬开关 开关过程中电压和电流均不为零 出现了重叠 电压 电流变化很快 波形出现明显的过冲 导致开关噪声 a 硬开关的开通过程 b 硬开关的关断过程 图7 1硬开关的开关过程 C PI调节 图1 24带转速负反馈的闭环直流调速系统原理框图 M TG Utg Ud Id n Un Un U n Uc UPE Id Un Ud Uc tg 47 RP2 n RP1 U n R0 R0 Rbal Uc VBT VS Ui TA Id R1 C1 Un Ud 图1 48无静差直流调速系统示例 UPE 48 工作原理 图1 48所示是一个无静差直流调速系统的实例 采用比例积分调节器以实现无静差 采用电流截止负反馈来限制动态过程的冲击电流 TA为检测电流的交流互感器 经整流后得到电流反馈信号 当电流超过截止电流时 高于稳压管VS的击穿电压 使晶体三极管VBT导通 则PI调节器的输出电压接近于零 电力电子变换器UPE的输出电压急剧下降 达到限制电流的目的 49 数字PI调节器 模拟PI调节器的数字化改进的数字PI算法智能型PI调节器 50 模拟PI调节器的数字化 PI调节器是电力拖动自动控制系统中最常用的一种控制器 在微机数字控制系统中 当采样频率足够高时 可以先按模拟系统的设计方法设计调节器 然后再离散化 就可以得到数字控制器的算法 这就是模拟调节器的数字化 51 PI调节器时域表达式 其中 KP Kpi为比例系数KI 1 为积分系数 PI调节器的传递函数 52 增量式PI调节器算法 PI调节器的输出可由下式求得 须在程序内设置限幅值um 当u k um时 便以限幅值um作为输出 53 TMS320F28335 F28335 256Kx16Flash 34Kx16SARAM 128 BitSecurityKey Lock Upto18PWMOutputs SCI SPI CAN I2C 12 BitADC 16Channels 80 nsConversionRate 54 基于TMS320F28335的电机控制系统 TMS320F28335芯片简介美国TI公司的TMS320C28x系列DSP中的TMS320F28335芯片 这是一款32位定点DSP芯片 具有数字信号处理能力以及强大的事件管理能力和嵌入式控制功能 非常适用于电机 马达伺服控制系统等 C28x系列芯片主要性能有 最高150MHz的系统主频 CPU核心电压1 8V 1 9V I O口电压3 3VCPU是哈佛总线结构 支持16 16位与32 32位的乘且累加操作 16 16位的两个乘且累加操作 片内具有256K 16位的线性FLASH存储器 1K 16位的OTP型只读存储器 一共具有34K 16位的单口随机存储器 芯片内部有出厂固化好了的8K 16位的BootRom 其内部具有启动判定函数以及标准的数学表 芯片具有外部存储器接口 可扩展多大1MB的存储器 并且具有可编程的等待状态数 通过中断扩展模块支持96个外