试论FM立体声广播发射机中锁相调频环路参数对立体声.doc

试论FM立体声广播发射机中锁相调频环路参数对立体声.第3O卷第1期1990年2月学术论文与技术报告电讯技术TELECOMMUNICATIONENGINEERINGVol301February1990试论FM立体声广播发射机中锁相调频环路参数对立体声分离度的影响雷厉关键词:调频广播,锁相环路,立体声分离度提要本文分析了FM立体声广播发射机中锁相调频环路参数与立体声分离度的关系,给出了环路参数的设计原则.目前,流行的FM立体声广播发射机大都采用锁相频率合成法调频技术.这一技术解决了调频性能与载频稳定度之间的矛盾,为调频广播发射机的升级换代带来了生机.对于调频单声道广播发射机而言,只要锁柑调频环路的调制幅频响应足够平坦,就能满足调频性能.但对于调频立体声发射机,锁相调频环路的调制幅频响应和调制相频响应都将对立体声分离度产生影响.而调制幅频晌应和调制相频响应主要决定于锁相环路的参数.本文试图对这一影响作定量分析.一,锁相调频环路影响立体声分离度的因素我困的调频立体声广播采用导频制(Pilottonesystem).主载波的调制信号是立体声复合信号.图1是立体声复台信的频谱示意图.由频谱示意图可知,复合信号由三部分组成:(1)左,右声道的和信号(L+R),即主?本文于lg8g年9月B日收到?*机电部第十研宄所,工程:=堡33暮邶l5KI9K23KZaK531(f(Hz目立体青复台信弓均颈矛意同信号.(2)将左,右声道的差信号E=(LR)对38KHz副载波进行抑制副载波的调惟,即平衡调幅后得到(LR)sint信号,这就是副信道信号S,占用2353KHz的频率范围.(3)l9KHz导频信号.这是为了接收立体声广播而传送的辅助信号.导频制立体声复合信号可以表示为:Ll(1)=(L+R)十(LR)sint十Psin一0.t(1)式中,.为副载波角频率;P为导频信号幅度士m为导频信号角频率.立体声编码方式有矩阵方式(频率分割方式)和开关方式(时间分割方式)两种.二者信道信号M,占用40Hzl5KHz的频率范围.(L+R)也是单声道调频收音机兼容接收的调铋?17?形成的立体声复合信号是一致的.立体声解码方式也有矩阵方式和开关方式两种.虽然这两种解码方式的电路构成不同,但所完成的功能是相同的.矩阵式解码器的原理方块图示于图2.频出的芦复寸立体声系统存在这样一个问题,仅在发射机的一个声道加调制信号,然而在收音机的两个声道上都会有音频信号输出.选说明左,声道问存在着互串现象.为了衡量左,右声道问互串量的大小,我们把发射机的一个声道加有调制信譬,收膏匀两个声道输出的音频电压比称作分离.如果在编码器输入端仗有左路加音频信号,有路不栅音频信号,此时左路输出电压为(U.).右路输出电唯为(Uo:):则右路分离度为:S(同理,左路分离鏖为:S:2o增堡(dB)(3)uO.)lr本文只讨沦锁粕捌额环路对立体声分离度的影响,我们总是认为编码器日身的分离崖为无穷大,接收系统(测试耐为颤偏仪和体声解码器)为理想态.没编码器左路加单音信号,右路不加信号,即L=Asin9-t,R=0,则编码器输出的复合信号为:lL(t)=(L+R)一(LR)si.tq-Psin.t=AsintAsinf2t?sinottsint?18Ac0s?(4,可见,复合信号包古有(2,(0Q),(nQ)j个颊率成分(导频频率除外),由于锁翱酾频环路翁稠制幅频响应和#j频响应的:平坦性,这三个顿率成分通过嘏删后,它们之可约相嘧瘦和Hf对相位将发生变化,于是解间后得到的复台f号的波形发生了变形.另,在编码器里,导频倍的相位与副载波韵州位一致,通过渊制器后,导频信簪与副载波的!对相位关系也将发生变化,这样由导频信倍频得副的再生副载波(即对副信道信号进行同步捡波妁参考信号)与被抑制掉的副载波将不同棚.致使解调出的差绪产生失真.以上两种因素将起左,右路输出信号的互串,即引起分离度下降.设立体声复台情g-N过锁相调频环路后,Q成分对于(一QJ1端庹变化K倍,柑位超前弧度;(+Q)成分相对于(一()槛度变化Ilt倍,矧位滞后D弧度而导频信号的相位比调制前滞后Y弧度.导频信号的幅度在一f一ll20Sr_J1_.-_.jSUA定范围内变化时,对分离度无影响.则频偏仪解调出的复台信号为:U(t)=KAsin(fat一.)一Acos(一Q)t一AmCos(.一Q)t一3psin(f0t+Y)=M一s.Psin(tY)(5)式中,主信号l,le=KAsin(fat一,)副信道信号(双边带信号):sAcos(0一Q)tAmcos(D+2)t+B1.幅度差与相位差对分高度的膨响假设同步检波器为理想模拟乘法器.为分析上的方便,先只考虑主信号,副信号上边带,副信号下边带之间的幅度差与十H位差对分离度的影响.然后再考虑导频信号附加l牛1移对分离度的影响.故暂认为导频信号附加i移Y=o,即认为同步检波器的参考信号(再生副载波)与原副载波同频同相剐信道府号的同步解调原理示于图3.R笺3信道信0l门i步谓原由圈3可得:E0=AsinO.t:一Amsn(.qt一3)Sa,U(t):Ac.s(.一Q)t一专Am.=A(1+r玎.).jQ.Amsinc.s(C0+Q)t一3.usi.sQ1(L0):AUtsmt.c.s(一Q)t从而得左,右路输出为:一AINU,sint?COS:(0.一()tL0=Mo+E.+B=A(Kcosd+mcos)sinfat=IAusin(2一I)t+AU?+A(112?sinBKsin<x).os9t(il)sinft一士AInUrsin(20)+2)?RM0一EJt+B+告AInU,sin(D.tB)=A(Kcosa一一3mcosJ)sing2【(6)一A(Ksina+msin)c.sQ(12)经过ljKH低通滤波器后,得到左.右路把Lc,R.写成相量形式,则:盖信号为LlJ=A(Kc0一一FI1cos3)一90.EAU:sinQt一AmUsin(fatI.)_LA(msin3一Ksina)0.(7):+.(13>引蟠譬不同检波得其中,:A(Kcosa+U+.)一.o.到的差信号的幅度大小,取,=2,则:一一一EAsinfat+Amsin(QtB)(8)A(msjn.一K帅)1/o.用三角.n)=.Kcosd士!m,/acos,qCOS(/?Si_9,可得:.MKAsir,(Qt一0)=KACOSCf?sinQtKAsnct?cost(9)R+Rz(14>19其中,矗.1:A(K0sn一一mcosB)/一90矗02:A(Kslnq+-msln13)l80.求.L0,矗.幅值的矢量图示于图4.曲图4知,与的幅值分别为.L一i屯b)艰II先蓝田(a,琅II的矢量翻圄末D,矗0幅他的针1L1=,A(K0s+十mcos)Az(焉jKsin:)IRol=,/A(KCOSfZ考mc.s)一A(Ksin.十n1sin)于是,右通道的分离变为:(15)(16)2l十racos-in):+misin-Ksincx)z,如果编码器仅右通道加音频信号j=Asinft,加相移Y,在式(5)中,令K=m=1,.=则左通道分离麦S与有相同的表达式.0,则解码器输入端的复合信号为2.导舞信号附加相移对分离度的影响由于38KHz再生副载波是用l9KHz导频信号2倍频得到的,所以当锁扣调频环路给导频信号带来的附加相移为Y时,则再生副载波与原副载波的相对相移就是2Y.假定主信号,副信号上,下边带均无附加相移和相对增益变化,仅19KHz导频信号有附tl0(t)=Asin.qt+JAcos(0Q)t一A?cos(+Q)t+Psin(吾t+丫)=AsintAsin.Qt?sint+Psin(?t+)=M0+SuPsin(t十Y)(18>式中,M0=Asinft,Sll=Asin-Qt?sinO,t再生副载波为:u.,(t)=U.sin(吐t+27)(19)SoU,.(t)=(Asinf2t?sino,t)-Usin(t+2y):AUsitlft?sinCor(sinO6t?cos2y+COst?sin2Y)=AUslnt(sinost?cos2y+sin07st?c0s.t?sin2$)=AU1,slnt(c0s2一cos2?cos2C0t)sin2f?sin2O:t(20)取U=2,则经过15KHz低通滤波器后,得到舶左,右路羞信号为:E0=(ACos2y)sinflt(21)可见,导频信号附加相移使双边带信号经同步拾波后得到的差信号的幅度变小,即增加了一个幅度因子cos2Y.经矩阵电路后,得到右路输出信号和左路毕到右路的信号分别为;?20?Lo:M0+ED=AsinQ【+Acos2Y?sinSL=A(1cos2y)sJnt(22)R.=M日一E.=AsinfJt一.&cos2y?sinft=A(1一cos2Y)sinft(23)于是,右通道的分离度为S=20tg_2o培l1_c0+CO.S=40Ig(ctgY)(24)表Yf度)SR(dB)4529.25.17.5li0.15.7l3.2.I304050式(24)的计算结果列入表1.以上是右声道分离度为例,其结果也适用于左声道.经分析不难知道,锁l什调频环路不改变左,右路分离度的相对大小.即在本文中s上=:S.二,锁相调频环路的调制幅频响应和相频响应调频立体声广播发射机中的锁捌调频环路,集锁相调频技术与数字频率合成技术于一体,通过改变程序分频器的分频比就可得到87l0gMHz频率范围内的任一频率.解决了LC振荡器和晶体振荡器用于调频时载频稳定度与调制性能之问的矛盾.锁柏调频技术一般包括直接锁柑调频,间接锁相调频和两点注入式锁年H调频.由于直接锁招调频电路简单,调试容易,所,儿乎所有的调频直体芦广播发射机都采用直接锁桐酾频技术.而且直接锁l艟j调频环路一般都是二阶环路.其线性等效l十f位模型如图5所示.5杜锁E藏甄j.由囤5得环路误差传递函数:s)=O,(s)一e(s)/N0(S)弭KdKs)(.误差传递函数具有高通特性.把塌制信号加到VCO的输入端,在VCO输出端产生的相位调制为:.盘(26,VCO输出的调制角频率是其柑位对时间的导数,即:Qo(t):dO.(t)l/dt(27)将式(27)两边取拉氏变换,得:性等效荆位型(0(s)=SO(s)(28)所以,从V到Q的传递函数为:sj=.+=KH(s)(29)将S=jD代入式(29),得锁栩调频环路的调制频响函数为:H(K):lH()_/H(j)=KH.()l(j.)(30)在式(30)中,通常可以认为K为常数,调制频响将完全由环路误差传递函数决定.环路误差幅频响应fH(i)!是一高通函数,其高通?21?转折角频率位于环路自然谐振角频率q附近.所以要使调弗4频响平坦,环路自然谐振角频率须小于最低调制角频率Q在满足高增益条件下,无论是采用有源比例积分滤波器的二阶环,还是采用无源比例积分滤波器的二阶环,用和;表示的误差传递函数的表示式卡阿同,即均为:小)一:一(31)把S=IE代入式t31)并整理得商增益二阶jecjQ,一?.罢1一)一其中,误差幅频响应A=lH(jQ)l:()7)f33)误差相频响应:.,.Q.=/e】【一()(3d)式(33),(34)的计算结果分别列入表2和表3.袭2,/co与A的对应关系三,锁相调频环路参数对分离度的影响从表2,表3不难看出,在侧制频率低端,环路醍差幅频响应最差,牺移最大.随着胡制信号角频率与环路自然谐振角频率的比值2/吼的增加,误差幅频响应趋于平坦,误差相频响应函数值趋于零.当最低调制信号角频率F(40Hz)与环路自然谐振频率f的比值F/f40时,=0.51.owl.A=lH(_l2)-22?=l,这样调制晴频响应函数值就等于K;锁榴调频环路对F带来的相穆最大一2.9.)对导频锖号和副信道信譬的L,下边韵相移町以认为等于0.这就是说,杠锁档揭频环路的自然谐振频率t.和阻尼系数满足I一1l0,=0.51.0条件下,环路的调制蟒频响应不响应分离度指标,环路的调制41频响应仅对调制信号的主信号(L+R)的低频段的分离度产生影响,且调制频率越低,影响越大综上所述,锁相调频环路对分离度的影响,是使调制信号的低频分量的分离度下降.将20080表3;,.Qto.与0的对应关系0.50.61/0.890I90I902.gIo.g1.o90-90;4.65.2905.71.412.02.32.Gi2.90.710000.061.40.110.0ii50.O0760.OG600.0050J,A(17)H,令K:m:l,B:0,则有:代入式(35)中,得S:2og.(1=.0sd)+sin2(0s一1)+Sia=2o71.c.=20IgIctg兰ic0clzr()d0180lO0(35),一tg/.=20幢cg卜2/(36)当F/f110时,(F/f)1,则s=201g>将式(3增计算结果列入表4=从裘4u矧.环路的自然谐挺频率r是影响分离发的荚键参数.在E一定时,F/f值表4,Fif与S的对应关系0.538.1引.G44.i46.0o.612o.836.35.134.0l0.038.G3712.5j1L.1i0.0-0.91.033?032.136.535.639-038.1L40.9;40.0?23?.,)吼_f0一如一.一0仉0jII1JII一_言14l昌.l幅肿姆蚰.一一们一-蓦W00k,/lbke,21一gFH/一0越大,分离度就越高.例如,当选取f=O.5Hz,=l/,F=40Hz肘分离度为S=41.1dB,随着调制频率F的增大,S将越来越大,即最低分离度为1.1dB.应该指出,以上分析结果是在假定编码器本身的分离度为.,频偏仪,立体声解码器为理想状态的条件下得出的.实际上编码器本身的分离度为有限值(通常为5060dB).在测量立体声分离度时,频偏仪,立体声解码嚣的不理想均会导致分离窿渣下降.为了保匠润颠立体声广播发射祝船两宠指这36dB以上,在陡计环路参数埘.须选取FI80.这挂是直接锁相调频环路带宽设计得很窄的原因.如果采用两点注入式锁丰1调频方案,环路带宽可高于最低调制信号角频率,设计得当时,环路参数将不影响立体声分离度指标.参考资料1鲁廉编着调频立体声收音机一原理,维修与俐试,电予工业出颇社,l9862虞星泽,集群设一酾努蝻jj发射机与接收【.闷防工谴jj版社,1978:3:雷,锁m氡宰台成式声调频器的分析与没引,也玳技求988年,No.4Paf;2173Celsfc(!ofrMPLLOnsereop_honics:eparatlvcgretitjlVstereo,phonickroadcstiansjnjIterEgin.rLeiL(ThetcnlhResearchJnstiLuteOfMinisl1YOffheMchincBuildingandElcc1.O11itsnduslry)KegWords:FMBroadc:sL.PLL,S【ercophot:iCfi.tDeg.Absract:Th;scr,EElvzcdthercl:LionbtecqTI,FFI7CPs.fFM1LIndsicr.plcs7.?.1_,cde_L1l1FMslcrc.O1)hOlJ.1l.idcStnitc1.)期ilcOfPLL】-mcciSjSg1,C11jnthec1.r_?2?第30卷第1期电讯技术990年2月TELEC0MMuNrcATi0NENCINFERV,.Y一=一=一一一一一学术论文与技术报告卫星通信地球站对来自雷达干扰信号C/I的确定问题素刘吉克V0130岫1Februaryt990关键词:卫星通信,地球站电磁保护,雷达干扰标准提要本文主要阐述卫星通信地球站对来自雷达干扰信号载予比(c/I)曲确定问题.由于雷达佑号干扰对话路和电视信号干找呈现出情况的差异,所讯据卫星地球站月J途不同分别确定所需的c/I比.雷达往往在360.的圆弧内以非常商柏电平发射脉冲能量,在1lOGHz的频段内,虽然雷达与微波接力通信系统,卫星通信地球站不共用频段,但由于雷达采用脉冲调制,雷达发射机除产生高功率的基波信号外,还产生各次谐波和非谐波的寄生幅射.如果发射机不经滤波,其二次,三次谐波可能具有60dBm数最级的有效发射脉冲功率,且等效全向幅射功率几乎等于地面微波接力通信系统的等效幅射功率曲lO倍(峰值)高达!瓦,甚至兆瓦以上.四此霄逃下抗的严疆性常常是由于工作在比卫星通府使频率为的雷达站的漪波1射,这种干拉功率往往不易计算,躅为射孵谐波往往不易知逍.雷达托逆j星通话地眯站的天馈线进入卫星遂地球培翁接收系统,僚这r:的基波靠近于卫通熊系统所占有前频带,JtP,霄达的劈f率能够以高的电平进入遥ffif(f3E.遮主要是由卫星通f接收系统的选择协韧滤波特性决定的.雷达载频信号对卫星通信接收系统的干扰可分成两娄干扰频率落入卫星通信接jl989r812l汪判i*:j收系统通带内,称为带内干扰由于卫星通接收系统接收滤波器衰减特性的多谷性,另一些频事分量虽然处于带外也会通过天馈线进入其接收系统,称为带翳干扰.但是不钎那一类干扰形式对接收系统最终的影响都归结为接收机终端输出信噪比的降低.美国空军电磁兼容手册AFSCPHt4j指出1:霄达干扰在电话线路里袁现为粗糙刺耳的蜂鸣噪音;在电视图丑f上衰现为移动的,位置几乎是随机的白色曩艇线;在数据竹中衰班为锖眠信息.试验裘明,j干扰峰值接近所需号的峰值时,电话线鞴g二f:扰噪声迅速地上升.信号蜂赫比干扰值大5dB时,n檗声是可以忽略口.但喇青比为l时,是不允许譬:类似囊验还表口Jj,1电路传诧普电jf没有;=扰时,刚:据写不会受刊雷达干扰j重影嘲.另一i,电视佑号对霖达慷冲干扰更AJ敏臻一些.要求价9峰纪干扰蝮敞大1j-iB以上,以避免他电视图像变坏(信号功率=32干扰功率).j样的实验也证明了上述约结论:2:.而且揽m,对于数据传输阻断点取决于数据信号的带宽和毕特率,通常阻断点稍低一些(与干扰话路请况卡?25?比).雷达对微波通信干扰实验还表明3:,对电视图像传输,信号与干扰的比应泼在10dB以上,电视声道能容忍一10dB的信号对干扰的比但以上所得结论主要是雷达x于徽故中继线路的干扰来讲的,而且考虑到微波中继传输3OdB的衰减储备余量,通常玻雷达干扰脉冲对淆路和电视传输爵号的比韵强限分别为一3iB和一45dB.与上述实验结论干比,我圆现行微波体制规定.对于传输瞄路,毁辩,J乜视业务目徽波接力系统,不承援阿种务束雷达系统撬射于扰.善入微波接,通:暑统接收fJ1.输入口的挠俯写缝值电平.比正常接收电低3OnB.宾舔运行段臌0rib蔑载j:比已足奠翁足i号传输的需要:按电部栝准目星氆j地球站工陵暂行拄术观定.第3.1.I条站址选择应避免备神=f:抗i对地球站形成f扰内容之四蜕:信号电孚与省这干扰信号峰值电平之比暂定为30dB,这主要是延羽微波倬制翦规定.对于卫星地球站造址,述39dB载E敬篷,其站周剐空剥的电磁场环境银难达到J这就是在接收衍lI(隧嚏方,!星地球站与微波通信接力站nj个显着不删之点前高要比后肴约小60clB.1lj于fJ星地球站接收敏发远高于地面撒波巾系统.因而卫星地球站嗣干抗更加敏感.,以必须科学地确定地球站实际对雷达弼射F扰允许戗:于堤涪号传输与微波r继信号传输幻条件:嗣,星地球站接收信号经无线电窗口进入,卫星倍道是恒参倍道,电波传播是彳艮稳定0这是iiilf波j:婴每气鬈外曲l传播之叔微凌f讲一唆健用2GiI以l灼凄鼓打量信,顿段的乜嫂久莳抵垤传播,受大气甚响较大在接收端的场强始发j衰减.时甚至使遥衍f断.衰减可分为K型衰溅和波导翌衰溅.K型衰减是由于天气甚譬折射系数变化引起的(地面反劓衰减),其衰减椿度呵达20dB左右.而波导型衰撼II天不均匀层所引起的,衰减源筻可?26达300dB(多径传播的电渡重棚干扰).对于静止卫星来讲,-lJ星与地球站之问的距离为360004lOKm.电波主要是在太气层以外的EJ由空阅传播的.火气层只占整个传输路径的很小一部分:此,考虑传播损耗时,首先考虑自山空问的传输损耗,以此基础,把电渡在大气层引起的l牦,捌耗,X线跟曼:芸差和扳汜匈.并-;起冀耗考虑世去.JH空间传皤损耗识赢(在l【2GlI犬于200di3.:fL:研用曲募段,这种撮耗昆,I:的.i波蹋的颤段内,毒它爵理l损6(即衰减!:J的大小比f0山空闸传播损耗要小的多.那幺这里的衰碱泉量:考虑多c.台适呃?F!ii】髓针刖人t损耗,天线跟踪浸差和饭化方向鹾箍淡r卫星信传播所需的话减泉蹙一,大气损耗l乜披在大气巾输lJ寸.要受到电离雎中rl【】毡子相离予曲吸收,受到对流甚中氧分子,水蒸气分子秘正,雾,雨,等柏吸愎和散引.从瓶造唆损耗.这种损耗与电波0频率,波束的伸如,以技气斌好环柏街日关.1.哮泛昀大气损耗毫晴朗天t,也波逆过大气瑶所产k的_9圭j5撷琵如图1表示.o.1GH=下,信在犬中的损耗,电离l中予或离于的吸收起主要作fj:在0.3】OG1f频段,大气损耗最小,比较通电波穷:】传蓝.井!太体i-r把电波看作足空clU传臻,故称此频段为无线I皂由rJ.fJ璺翅俯系统地球站址选择通常要求天线能j.以_I的伸m工作.!t仲.:i于.班华点一8月份典型气象条件基础的理论jf(根据cc报告205一L计算)和日书获娥卫星莲信所的实测唐,4GFTz时分别为O:33B和0.66dB6GH时分别为O.d07lB和0.7YdB.频率(GH)1.-,干,甘予,t慧气子刊洼噬22坏天气鲴大气损耗电波穿过对流层的雨,雾,云,譬时,有一部分能量被吸收或被散射,产生损耗.损耗的大小与工n:频率,穿过的路程长短阻雨,雪的太小匍云,雾的哦度等圆素有关,如图2所示.0517._n.一.?_lltj.25nlJu/n(剐)B:1向(W)C:d111121/(巾雨)D;l6nn._l(尢II,0I-Ii?:0.n32.见610FjG:,.2I11-哩约20.0l.3越L口肴jJ=l,f16GH,以下,要考虑中阿以上B0彭响.对予暴雨,虽然每公里昀莨减量较大.实际捺阳区的有效途径较艇.以降雨量为1.琦毫米/小时的暴雨为例,频率为4GHz裘赫超为0.1dB/km.频率为6SHz时衰减量为0.5.knl.器雨区的有效途径为公里,则分别!.f0.4B和2dB左右的衰减.云雾目l起电波抟损耗.在能见发约为30米的密雾引起的电波掼耗介于大雨与中雨之哪.;_J等强发的雪f.1rem/hi;,上)对5GI?宰有影响.线路设计时,兜以睹天:遣j计,然一I留有一一定的余量,降,下雪5能!iJ瑶岳质嚣鲍要求.这十:做降尉客蔓陆赫备惫量.似得注意j述,!牦,j:雷达,微波螭射干扰.茕.二,_葶影紫1.散焦损耗和巍掺耗电渡砬过大气层刚.折划章随商发ij变化,起凸遗镜作用,-波的聚束戋澈f起散焦损耗,这种损耗囊曼无关标臻大气条件下finN:出来的散熊损耗.,托冲l为5.时,散焦损耗小于0.2t!B.见图3.0.,曩.4020.0一li蠢一一ln5l0l52025a0仰角(度)N在地球表面的无线电波折射率由对流层扰动形成构折射率越,会qJ起电波向各个方向上散射,致r波到选大天线口两时其度和蚓位分布规则.这种损耗称为漫射损耗或散射损耗.它与天线构直径和工作频率有关.根据塞际测量与论计算得小的漫射损耗拘曲线见图42.大气闪烁由于折射率的不规州越伏j起髂度的起伏现象,通常称之为大气渊烁(:ImGSIhcr?cscintiIlation).这类闪烁拘衰减率约儿_r-秒.它与灭线的直径,工作仰角黄,与频率无关.30米天线,工作:仰街.时,俯的弹眨?27?描删诗.r一_l_一.一臻划1D:0,3040l,D=;.0GHz,30_强20-4.f式中,0,70(/D)为接收天线的半功率宽度0为天线增益最大值方向与卫星方向的偏离角.若天线跟踪精度为0.0.以工作在B/tGHz的5米天线为例.(),D为i0末琶3n譬蚺时._l母刊为0.069_IB秆t0.628dB.02357lj2030jj0伸俺度)露,极化强差损耗D一天线直径(m),L.起扶;*发达0.GdB.5为210GPi朔段F樾据测量及计算给出苜.大气闻烁簖准绱差.曲线.己0迮:毒仲如(芝1天线直强J5,.j.兰一.,泛方向跟踪误差锅薏线列趴踪摇篮损耗L定义为:垃壤天线宠:一蹦!.卫星.扎(地戡站)接收蜀曲情功:一电球;天线雏,q偏搿卫魁n卫星我地球省接收到j信寸功翠?28?接j蔓端豫变按纂输线骚佗波的极化方向,弓渡要求的授化疗向存在有一窟曲缡离.执面产中r拱琵一这种濒-t称为投化误差损耗L.例如l最统,覆球波束致电波束均允许避犬轴比为8dB,mI90.时的最火ll=0.5lGB.IsV统采f双围授化方式实现频率重复使用.团mi坩轴比要求很高以减小r互干扰.覆球汝求允阮最大轴比为ldB,半球/K域波寐为0.75dB,骓火1分刈为2.3t0dB及8.1【0一dB(袭H;凰极化均失圈强度时.将捕剐形船长半轴和短半轴电场强变之比称l勺轴比).强据上述各类清况目损耗,以接收频率为4GH<I,l030曲天线:自倒列于下美.从损耗总j曼嚣出,I箍iF行线传播所需裴汆量仪为t.5v2.5dB.考虑其它各种索此疆锄上再础2dB;绚宙帑艟.传锈所需曲衰减余量仅85dB.而微波中继系统则不:?,它?.u线路铜耗婴低得多,且多半可国设汁人员控mJ.淝衰敞余量却确3040dB所以m丝地球靖米惯达信号曲=r就,由于卫星传输与微被中缝传输m震撼精蔷糸量差近30oB,所以其载p比要求远小于础波中氍筑:从以上折看出,j:雷达寸干扰,埘培和电砚竹号F抗墙冀现圳肯甜片,所称口径走气r天扮夫损耗损耗i蜒:天气:榻牦大气折射的影响孳i焦,t-g-霉磊禽赢.30m0.330.40.20.20.6机01110.330.40.2J0.2?0.6一,一一以,