变频器原理培训教程【经典珍藏版】.ppt

变频器原理培训教程 常州博邦电气科技有限公司 经典珍藏版 电抗器 制动电阻 制动单元 滤波器厂家 一 概述 1 定义 转换电能并能改变频率的电能转换装置 2 交流调速技术发展的概况与趋势 交流电机 结构简单 价低 动态响应好 维护方便 但调速困难 直流电机 结构复杂 成本高 故障多 维护困难且工作量大 机械换向器的换向能力限制了电动机的容量 单机容量12000kW 14000kW 电压和速度 最高电压1000多伏 最高转速3000r min 接触式的电流传输又限制了其使用场合 电枢在转子上 电动机的效率低 散热条件差 为改善换向能力 减小电枢漏感 转子变得粗短惯性增大 影响系统的动态响应 交流调速飞速技术发展的原因 电力电子器件制造技术 电力电子电路的变换技术 PWM技术 矢量控制技术 直接转矩控制技术 微机和大规模集成电路基础的数字控制技术 一 变频器的原理与组成 二 发展趋势与动向 IGBT的应用 载波频率可达16KHz 抑制噪声和机械共震 电机电流在低速时波形接近正弦 减少转矩脉动 电压驱动 简化了电路 网侧变流器的PWM控制 矢量控制变频器技术的通用化 无速度传感器矢量控制系统代表另一新技术动向 无速度传感器矢量控制的速度观测模型 建模方法大体上有 动态速度估计器 模型参考自适应方法 基于PI调节器法 自适应转速观测器法 转子齿谐波法 滑模观测法等 感应电机是一多变量 强耦合及时变参数系统 围绕它有若干研究课题 电机参数模型的离散化 电机参数的自测定 电机定子电流的控制 电机参数的辩识 电机状态估计 系统稳定性分析 二 发展趋势与动向 l 主控一体化日本三菱公司将功率芯片和控制电路集成在一快芯片上的DIPIPM 即双列直插式封装 的研制已经完成并推向市场 一种使逆变功率和控制电路达到一体化 智能化和高性能化的HVIC 高耐压IC SOC SystemonChip 的概念已被用户接受 首先满足了家电市场低成本 小型化 高可靠性和易使用等的要求 因此叶以展望 随着功率做大 此产品在市场上极具竞争力 2 小型化用日本富士 FUJI 电机的三添胜先生的话说 变频器的小型化就是向发热挑战 这就是说变频器的小型化除了出自支撑部件的实装技术和系统设计的大规模集成化 功率器件发热的改善和冷却技术的发展已成为小型化的重要原因 ABB公司将小型变频器定型为Comp ACTM 他向全球发布的全新概念是 小功率变频器应当象接触器 软起动器等电器元件一样使用简单 安装方便 安全可靠 3 低电磁噪音化今后的变频器都要求在抗干扰和抑制高次谐波方面符合EMC国际标准 主要做法是在变频器输入侧加交流电抗器或有源功率因数校正 ActivePowerFactorCorrection APFC 电路 改善输入电流波形降低电网谐波以及逆变桥采取电流过零的开关技术 而控制电源用的开关电源将推崇半谐振方式 这种开关控制方式在30 50M时的噪声可降低15 20dB 4 专用化通用变频器中出现专用型家族是近年来的事 其目的是更好发挥变频器的独特功能并尽可能地方便用户 如用于起重机负载的ACC系列 用于交流电梯的SiemensMICO340系列和FUJIFRN5000G11UD系列 其他还有用于恒压供水 机械主轴传动 电源再生 纺织 机车牵引等专用系列 5 系统化作为发展趋势 通用变频器从模拟式 数字式 智能化 多功能向集中型发展 最近 日本安川提出了以变频器 伺服装置 控制器及通讯装置为中心的 D M C 概念 并制定了相应的标准 目的是为用户提供最佳的系统 因此可以预见在今后 变频器的高速响应器件和高性能控制将是基本条件 若希望把转矩误差控制在3 以内 需要对磁通变化作修正 补偿励磁电抗引起的饱和及定子铁损的变化 若希望把转矩误差控制在1 以内 需要对定子和转子的铁损进行补偿 矩阵式变频器 直接驱动技术 高精度 电机和负载间刚性耦合 高速和高加速度 高动态响应 高机械刚度和可靠性 低噪声和零保养 部件减少可降低噪声 磨损部件只有旋转或直线轴承 做到永久性润滑和无需维修的一次性装配 可实现零保养 三 交流电机的调速方法 调压调速 电磁调速 绕线式电机转子串电阻调速 串级调速 变极调速 变频调速等 四 变频器的构成 主回路 整流器 中间直流环节 逆变器 控制回路保护回路 三 交流电机的调速方法 四 变频器的构成 五 变频器的分类 1 按直流电源性质分 电流型 电压型 1 电流型Id趋于平稳 四象限运行 2 电压型Ed趋于平稳 不选择负载的通用性 3 电流源供电时交流电机工作特性 五 变频器的分类 多功能控制板 主回路 图 五 交 直 交变频器结构图 图 六 电压型与电流型交一直一交变频器a 电压型变频器b 电流型变频器 变频器输出电压方波经L R积分为电流波形近似为正弦波 电压型变频器和电流型变频起对比 a 电机起动转矩小 b 能够稳定运行范围窄 在大部分的转速范围内是电机运行不稳定区 原因 恒流源供电时 定子磁势是恒定的 空载时 全部定子磁势用于励磁 气隙中产生很强的磁场 铁心高度饱和 负载增加时 转子减速而转差率增大 转子电流增加 由于转子电流的去磁作用 气隙合成磁场减小 磁场变弱 先退出饱和磁场变化缓慢 而未随转子电流的增加磁场很快变弱 导致端电压急剧下降 单位转子电流产生的转矩减小 导致转子电流进一步增大 形成恶性循环 使转矩很快下降到较小数值 实际上 电流源不是真正的恒流源 等效为电压源驱动下的恒流源 电抗器 制动电阻 图 七 异步电机在恒流源供电时的等值电路 由戴维南定理 开路电势和等效内阻 由此求出I2 电磁转矩 1 电压源供电转矩转 速特性 电流源供电转矩转 速特性 图 八 电流源供电机转矩 转速特性 由 1 式画出其转矩 转速特性如图7 并求出最大转矩和临界转差率 电压源供电的情况下 最大转矩出现在的 地方 由于 所以在恒流源供电时 最大转矩出现在转差率小得多的地方 电机转矩 转速特性成尖峰状 起动转矩很小 稳定运行的范围很窄 2 按输出电压的调节方式分类 1 PAM方式脉幅调节 改变直流电压幅值的调压方式 相控整流器 直流斩波器 2 PWM方式 整流器为二极管 变频器的输出电压由逆变器按PWM方式完成 SPWM 输出电压平均值为正弦波的PWM方式 3 按控制方式 1 V F控制逆变器的控制脉冲发生器同时受控于f和v 而v与f的关系由v f决定 开环控制 无PG控制电路简单 通用性强 经济性好 用于速度精度要求不十分严格或负载变动较小的场合 2 转差频率控制转差补偿的闭环控制方式 可达到直流双闭环的水平 3 矢量控制 基于电机动态模型的控制方式 既控制量的大小 又控制方向 要求动态性能较高的场合使用 4 按主电路使用的器件 IGBTGTRGTOSCRIGCTMOSFETIPM 5 按使用的电压 高压变频器 2 10KV 低压变频器 380V660V 正弦脉宽调制技术图解 主要的公式 公式 R为电枢绕组内阻 e为旋转电动势 Km 系数 磁通 电枢电流 f 旋转速度 N 线圈匝数 磁通 晶闸管的结构与工作原理 常用晶闸管的结构 螺栓型晶闸管 晶闸管模块 平板型晶闸管外形及结构 C 1 4典型全控型器件 引言 常用的典型全控型器件 B GTR 电力MOSFET和IGBT等器件的常用封装形式 1 4 3电力场效应晶体管 电力MOSFET的结构 是单极型晶体管 导电机理与小功率MOS管相同 但结构上多采用垂直导电结构 又称为VMOSFET 采用多元集成结构 不同的生产厂家采用了不同设计 图a 为垂直导电双扩散结构 即VDMOSFET 图1 19电力MOSFET的结构和电气图形符号 B a b 绝缘栅双极晶体管 1 IGBT的结构和工作原理三端器件 栅极G 集电极C和发射极E IGBT比VDMOSFET多一层P 注入区 具有很强的通流能力 图1 22IGBT的结构 简化等效电路和电气图形符号a 内部结构断面示意图b 等效电路c 简化等效电路d 电气图形符号 B 功率模块与功率集成电路 例 部分功率模块 IPM 电力半导体器件及驱动电路 A 逆变电路最基本的工作原理 改变两组开关切换频率 可改变输出交流电频率 图5 1逆变电路及其波形举例 电阻负载时 负载电流io和uo的波形相同 相位也相同 阻感负载时 io相位滞后于uo 波形也不同 单相桥式逆变电路 S1 S4是桥式电路的4个臂 由电力电子器件及辅助电路组成 B 6 1PWM控制的基本思想 重要理论基础 面积等效原理 采样控制理论中的一个重要结论 冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的环节上时 其效果基本相同 B PWM控制的基本思想 若要改变等效输出正弦波幅值 按同一比例改变各脉冲宽度即可 如何用一系列等幅不等宽的脉冲来代替一个正弦半波 SPWM波 C t t t V1和V2 V3和V4的通断彼此互补 在ur和uc的交点时刻控制IGBT的通断 6 2 1计算法和调制法 ur正半周 V1保持通 V2保持断 当ur uc时使V4通 V3断 uo Ud 当ur uc时使V4断 V3通 uo 0 ur负半周 请同学们自己分析 图6 5单极性PWM控制方式波形 B 单极性PWM控制方式 单相桥逆变 在ur和uc的交点时刻控制IGBT的通断 在ur的半个周期内 三角波载波有正有负 所得PWM波也有正有负 其幅值只有 Ud两种电平 同样在调制信号ur和载波信号uc的交点时刻控制器件的通断 ur正负半周 对各开关器件的控制规律相同 图6 6双极性PWM控制方式波形 B 双极性PWM控制方式 单相桥逆变 电抗器 制动电阻 6 2 1计算法和调制法 对照上述两图可以看出 单相桥式电路既可采取单极性调制 也可采用双极性调制 由于对开关器件通断控制的规律不同 它们的输出波形也有较大的差别 B 注 1 试比较以上两种方式的异同点 2 哪种方式效果相对更好 3 若用示波器观察以上两波形会看到什么结果 2 4 1电容滤波的单相不可控整流电路 感容滤波的二极管整流电路 图2 29感容滤波的单相桥式不可控整流电路及其工作波形a 电路图b 波形 C 实际应用为此情况 但分析复杂 Ud波形更平直 电流i2的上升段平缓了许多 这对于电路的工作是有利的 2 4 2电容滤波的三相不可控整流电路 1 基本原理 图2 30电容滤波的三相桥式不可控整流电路及其波形 C 某一对二极管导通时 输出电压等于交流侧线电压中最大的一个 该线电压既向电容供电 也向负载供电 当没有二极管导通时 由电容向负载放电 ud按指数规律下降 2 4 2电容滤波的三相不可控整流电路 考虑实际电路中存在的交流侧电感以及为抑制冲击电流而串联的电感时的工作情况 电流波形的前沿平缓了许多 有利于电路的正常工作 随着负载的加重 电流波形与电阻负载时的交流侧电流波形逐渐接近 图2 32考虑电感时电容滤波的三相桥式整流电路及其波形a 电路原理图b 轻载时的交流侧电流波形c 重载时的交流侧电流波形 C 5 4 2多电平逆变电路 a 串联连接三相高压变频器原理图 例 完美无谐波 高压变频器为减少输入电流中的谐波 提高功率因数 工频变压器采用相位彼此差开相等电角度的多副边结构 每一组副边接一个图b 所示的基本功率单元 高压变频器每一相由若干个基本功率单元串联组成 图a 为3个单元串联 实现高压输出 串联的单元数越多 输出的电压越高 而输入电流越接近正弦 此类变频器已成功地用于高压电机变频调速的场合 A b 基本功率单元 EXB841的工作原理 1 正常开通过程当控制电路使EXB841输入端脚14和脚15有10mA的电流流过时 光耦合器IS0l就会导通 A点电位迅速下降至0V 使V1和V2截止 V2截止使D点电位上升至20V V4导通 V5截止 EXB841通过V4及栅极电阻Rg向IGBT提供电流使之迅速导通 Uc下降至3V 与此同时 V1截止使十20V电源通R3向电容C2充电 时间常数r1为r1 R3c2 2 42us 2 17 又使B点电位上升 它由零升到13V的时间可用下式求得 13 20 1 e t r1 2 18 t 2 54uS 2 19 电抗器 制动电阻 然而由于IGBT约lus后已导通 Uce下降至3V 从而将EXB841脚6电位箝制在8V左右 因此B点和C点电位不会充到13V 而是充到8V左右 这个过程时间为1 24us 又稳压管VZ1的稳压值为13V IGBT正常开通时不会被击穿 V3不通 E点电位仍为20V左右 二极管VD6截止 不影响V4和V5的正常工作 2 正常关断过程控制电路使EXB841输入端脚14和脚15无电流流过 光耦合器IS01不通 A点电位上升使V1和V2导通 V2导通使V4截止 V5导通 IGBT栅极电荷通过V5迅速放电 使EXB841的脚3电位迅速下降至0V 相对于的EXB841脚1低5V 使IGBT可靠关断 Uce迅速上升 使EXB841的脚6 悬空 与此同时V1导通 C2通过V1更快放电 将B点和C点电位箝在0V 使VZI仍不通 后继电路不会动作 IGBT正常关断 3 保护动作设IGBT已正常导通 则V1和V2截止 V4导通 V5截止 B点和C点电位稳定在8V左右 VZ1不被击穿 V3不导通 E点电位保持为20V 二极管VD6截止 若此时发生短路 IGBT承受大电流而退饱和 Uce上升很多 二极管VD7截止 则EXB841的脚6 悬空 B点和C点电位开始由8V上升 当上升至13V时 VZ1被击穿 V3导通 C4通过R7和V3放电 E点电位逐步下降 二极管VD6导通时 D点电位也逐步下降 从而使EXB841的脚3电位也逐步下降 缓慢关断IGBT B点和C点电位由8V上升到13V的时间可用下式求得 13 20 1 e t r1 8e t r1 2 20 t l 3uS 2 21 C3与R7组成的放电时间常数为T2 C3R7 4 84uS 2 22 E点由20V下降到3 6V的时间可用下式求得3 6 20e t r2 2 23 t 8 3uS 2 24 此时慢关断过程结束 IGBT栅极上所受偏压为0oV 设V3管压降为0 3V V6和V5的压降为O 7V 这种状态一直持续到控制信号使光电耦合器IS0l截止 此时V1和V2导通 V2导通使D点下降到0V 从而V4完全截止 V5完全导通 IGBT栅极所受偏压由慢关断时的0V迅速下降到一5V IGBT完全关断 V1导通使C2迅速放电 V3截止 20V电源通过R8对C4充电 RC充电时间常数为T3 C4R8 48 4uS 2 25 则E点由3 6V充至19V的时间可用下式求得 19 20 l一e t r3 3 6e t r3 2 26 t 135uS 2 27 则E点恢复到正常状态需135us 至此EXB841完全恢复到正常状态 可以进行正常的驱动 与前述的IGBT驱动条件和保护策略相对照 以上所述说明EXB841确实充分考虑到IGBT的特点 电路简单实用 有如下特点 1 模块仅需单电源十20V供电 它通过内部5V稳压管为IGBT提供了十15V和一5V的电平 既满足了IGBT的驱动条件 又简化了电路 为整个系统设计提供了很大方便 2 输入采用高速光耦隔离电路 既满足了隔离和快速的要求 又在很大程度上使电路结构简化 3 通过精心设计 将过流时降低Uge与慢关断技术综合考虑 按前面所述 短路时EXB841各引脚波形如图2 68所示 可见一旦电路检测到短路后 要延迟约1 5us VZI导通时 R4会有压降 Uge才开始降低 再过约8us后Uge才降低到0V 相对EXB841的脚1 在这10us左右的时间内 如果短路现象消失 Uge会逐步恢复到正常值 但恢复时间决定于时间常数t3 时间是较长的 M57962的应用电路 8脚应该接光耦的发射端 为控制电路提供过流信号 图6 34电容器放电a 放电电路b 从接线端放电 图6 43单进三出变频器 图6 44单进三出时存在的问题 图6 45单进三出的升压电路 异步电机的坐标变换结构图 图6 52异步电动机的坐标变换结构图3 2 三相 两相变换 VR 同步旋转变换 M轴与 轴 A轴 的夹角 3 2 VR 等效直流电动机模型 A B C iA iB iC it im i i 异步电动机 矢量控制系统原理结构图 图6 53异步电机矢量控制系统原理结构图 b 缓冲电路作用分析无缓冲电路有缓冲电路 图1 38di dt抑制电路和充放电型RCD缓冲电路及波形a 电路b 波形 图1 39关断时的负载线 C 晶闸管的串联 问题 理想串联希望器件分压相等 但因特性差异 使器件电压分配不均匀 静态不均压 串联的器件流过的漏电流相同 但因静态伏安特性的分散性 各器件分压不等 动态不均压 由于器件动态参数和特性的差异造成的不均压 目的 当晶闸管额定电压小于要求时 可以串联 晶闸管的串联 静态均压措施 选用参数和特性尽量一致的器件 采用电阻均压 Rp的阻值应比器件阻断时的正 反向电阻小得多 图1 41晶闸管的串联a 伏安特性差异b 串联均压措施 动态均压措施 选择动态参数和特性尽量一致的器件 用RC并联支路作动态均压 采用门极强脉冲触发可以显著减小器件开通时间的差异 晶闸管的并联 问题 会分别因静态和动态特性参数的差异而电流分配不均匀 均流措施 挑选特性参数尽量一致的器件 采用均流电抗器 用门极强脉冲触发也有助于动态均流 当需要同时串联和并联晶闸管时 通常采用先串后并的方法联接 目的 多个器件并联来承担较大的电流 5 2 2三相电压型逆变电路 负载中点和电源中点间电压 5 6 负载三相对称时有uUN uVN uWN 0 于是 5 7 负载已知时 可由uUN波形求出iU波形 一相上下两桥臂间的换流过程和半桥电路相似 桥臂1 3 5的电流相加可得直流侧电流id的波形 id每60 脉动一次 直流电压基本无脉动 因此逆变器从交流侧向直流侧传送的功率是脉动的 电压型逆变电路的一个特点 防止同一相上下两桥臂的开关器件同时导通而引起直流侧电源短路 应采取 先断后通 数量分析见教材 7 1 1硬开关和软开关 硬开关 开关过程中电压和电流均不为零 出现了重叠 电压 电流变化很快 波形出现明显的过冲 导致开关噪声 a 硬开关的开通过程 b 硬开关的关断过程 图7 1硬开关的开关过程 C PI调节 图1 24带转速负反馈的闭环直流调速系统原理框图 M TG Utg Ud Id n Un Un U n Uc UPE Id Un Ud Uc tg RP2 n RP1 U n R0 R0 Rbal Uc VBT VS Ui TA Id R1 C1 Un Ud 图1 48无静差直流调速系统示例 UPE 工作原理 图1 48所示是一个无静差直流调速系统的实例 采用比例积分调节器以实现无静差 采用电流截止负反馈来限制动态过程的冲击电流 TA为检测电流的交流互感器 经整流后得到电流反馈信号 当电流超过截止电流时 高于稳压管VS的击穿电压 使晶体三极管VBT导通 则PI调节器的输出电压接近于零 电力电子变换器UPE的输出电压急剧下降 达到限制电流的目的 PI调节器时域表达式 其中 KP Kpi为比例系数KI 1 为积分系数 PI调节器的传递函数 增量式PI调节器算法 PI调节器的输出可由下式求得 须在程序内设置限幅值um 当u k um时 便以限幅值um作为输出 TMS320F28335 F28335 256Kx16Flash 34Kx16SARAM 128 BitSecurityKey Lock Upto18PWMOutputs SCI SPI CAN I2C 12 BitADC 16Channels 80 nsConversionRate 基于TMS320F28335的电机控制系统 TMS320F28335芯片简介美国TI公司的TMS320C28x系列DSP中的TMS320F28335芯片 这是一款32位定点DSP芯片 具有数字信号处理能力以及强大的事件管理能力和嵌入式控制功能 非常适用于电机 马达伺服控制系统等 C28x系列芯片主要性能有 最高150MHz的系统主频 CPU核心电压1 8V 1 9V I O口电压3 3VCPU是哈佛总线结构 支持16 16位与32 32位的乘且累加操作 16 16位的两个乘且累加操作 片内具有256K 16位的线性FLASH存储器 1K 16位的OTP型只读存储器 一共具有34K 16位的单口随机存储器 芯片内部有出厂固化好了的8K 16位的BootRom 其内部具有启动判定函数以及标准的数学表 芯片具有外部存储器接口 可扩展多大1MB的存储器 并且具有可编程的等待状态数 通过中断扩展模块支持96个外部中断 但芯片只用到了45个 3个CPU定时器 具有128位的密钥保护 可防止ROM Flash OTP中的程序被盗 具有强大的内部外设 包括2个事件管理器 2个串行通信接口 1个串行外围接口 增强的CAN 多通道缓冲串行接口 12位的AD模块 最大的转换速率是12位 5MSPS 80nS 等 12路PWM脉冲宽度调制功能 很方便实现对电机的控制 转速测量 利用TMS320F2812的三路中断捕获CAPTURE功能 对不同位置传感器送回的脉冲上升沿进行捕获 再进入中断服务程序计算得到转子位置和转速 需要时 还要对信号进行整形 防止桥臂直通的措施 在TMS320F2812的触发逆变器桥臂的成对信号中有加入触发死区的功能 使桥臂直通的故障不会发生 即桥臂的上 下二个功率器件的门极信号不能同时高 而且一个变低后要延时必要的时间才能使另外的门极信号变高 PWM1PWM2 防止直通的方法 对PWM0 PWM1 PWM2 PWM3 PWM4 PWM5 可以用死区寄存器进行死区设置 避免逆变桥发生直通 保证逆变器的正常工作 缺相检测 但缺相时 会出现电压的过零点 光藕原边无电流 副边输出电平的变化 由DSP的对波形边沿进行中断检测得到发生缺相的信息 过流 过压的检测 二种方法 软件方法 利用DSP的12位A D采样 随时将电压 电流采样 在软件里面做比较 超过阈值 则停机并发出故障报警信号 硬件方法 利用比较器对传感器检测的电压 电流值与保护值进行比较 超过保护值则自动停机和报警 二 PWM技术 1 定义 利用半导体器件的开通和关断 把直流电压变成一定形状的电压脉冲序列 以实现变频 变压及控制和消除谐波为目标的一门技术 2 数学分析 1 图 九 脉冲波形图 f t 为奇函数 由付立叶级数的性质 f t f t 则a0 a0 0 设f t 幅度为1 则 2 在方波的半波内斩为m个脉冲 斩角分别为 则对于奇数n和奇数m有 3 对于奇数n和偶数m有 4 于是 由 3 和 4 式对于奇数n和任意的m均有 5 对于奇函数 偶次谐波为零 仅有奇次谐波 即 各次谐波的幅值为 6 各次谐波的幅值为 讨论 1 利用PWM技术可控制逆变器的输出波形 使谐波含量减少 2 谐波的减少是以减少基波幅度为代价 3 SPWM 1 自然采样法 2 规则采样法 电抗器 制动电阻 图 十 三相SPWM变频器输出波形 三 异步电机变频调速控制策略 变频器控制的对象是电机 首先研究电机等效图 一 等效图 1 转子电势 转子电势的频率为f2 转子旋转后 由于转子导体与磁场之间的相对运动速度减小 转子感应电势的频率也随之减小 此时 f2 f1S 1 转子不动时 一相的电势为 E2 4 44f1w2kw2 2 式中 W2 转子一相绕组匝数KW2 转子绕组系数 转子旋转后一相的电势为 E2S 4 44f2W2Kw2 4 44f1SW2KW2 E2S 3 2 转子电势平衡方程 当转子无外加电阻 自成短路时 其一相等值电路如图 R2 X2S 4 式中 R2 转子一相电阻值X2S 转子旋转后一相的漏抗X2S 其中 X2 转子不动时一相的漏抗X2 L2L2 转子旋转后一相的漏电感 图 1 转子等值电路图 且 E1 4 44f1W1KW1由于E1 I1ZI 于是 3 定子电势平衡方程 式中 Z1 R1 I1X1U1 定子相电压E1 定子一相绕组的感应电势I1 定子相电流R1 定子一相绕组的电阻X1 定子一相绕组的漏抗X1 L1 R1x1 图 2 定子等值电路图 Z1 5 或者U1E1 4 44f1W1KW1 4 折合算法 即 6 R2X2 图 3 转子电路值图 7 等式两端除以S 又 上消耗的电功率代表旋转电机转子轴上输出的机械功率 折合关系 8 9 m1 m2分别为定子相数和转子相数电阻 10 式中 K KeK1 11 折算后 6 式为 12 7 式为 13 图 4 异步电机折算后转子一相等值电路图 5 等值电路 实用上 为简化问题 常用一个和异步电机等效 数值上相等的电路表示异步电机 称为等值电路 于是 图 5 异步电机等值电路图 Xm LmLm 励磁电感 二 机械特性 假设 忽略铁心磁饱和 忽略铁损 忽略空间和时间谐波 由异步电机等值电路图 S 二 机械特性 14 式中 由于 Pm T 15 16 式中 np 极对数 同步角速度 16 式为异步电机的机械特性方程式 讨论 1 当S一定时 T与U1平方成正比 由 16 式可画出不同电压的机械特性曲线 对 16 式求导 dT dS 0 得临界转差率 17 临界转矩为 图 6 异步电机不同电压下的机械特性 S 2 带恒转矩负载时 普通笼型电机变电压时的稳定工作点为A B C转差率的变化范围不超过0 Sm 调速范围小 3 为了能在恒转矩负载下扩大变电压调速范围 应增大转子电阻 这就要求电机转子绕组有较高的电阻值 此时电机机械特性曲线如图示 由图可见恒转矩负载下调速范围扩大了 而且堵转时也不会烧坏电机 但机械特性很软 一般采用闭环工作 这种电机叫力矩电机 三 电压频率协调控制下的机械特性 由 16 式表明 电机带负载稳定运行时 对于同一种负载要求 即以一定的转速 或转差率 在一定的负载转矩下运行 电压U1与频率f1有多种配合 图 7 力矩电机机械特性曲线 电抗器 制动电阻 电压U1与频率f1的不同配合 机械特性也不相同 因此有不同的电压 频率协调控制 1 恒压频比控制 U1 f1 常数 为充分利用铁心 近似地保持为常数 发挥电机产生转矩的能力 由 U1E1 4 44f1w1kw1U1 f1 4 44w1kw1 1 恒压频比控制 U1 f1 常数 由 16 式 当S极小时 忽略分母中的含S各项得 18 结论 1 当U1 恒值时 对于同一转矩 基本不变 即在U1 恒值时 机械特性是一族平行曲线 图 8 恒压频比控制时变频调速机械特性 由图可见 当转矩增大到最大值以后再降低 特性曲线又折回来 频率越低时最大转矩越小 对于T表达式有 当U1 恒值时 T随的降低而减小 当很低 T太小 调速系统带载能力差 采用补偿定子的压降 可提升转矩 19 2 恒功率控制 若保持正比于1 f1 即Tf1 1则电磁功率为 随f1的升高 转矩特性曲线变软 Tmax也随f1的提高而减小 由于受定子电压地限制 通常保持U1 U1N近似恒功率运行方式 2 恒功率控制 13 恒Er 控制 3 恒Er 控制 若把电压 频率协调控制中的电压U1相对地再提高一点 把转子漏抗上的压降也抵消掉 就得到恒Er 控制 其机械特性如下 图 10 不同电压 频率协调控制下的机械特性a Er b U1 图 9 异步电机稳态等效电路和感应电动势 Er 转子全磁通感应电动势 由图可见 20 不作任何近似就得出 机械特性T f s 完全是一条直线 这与直流电机特性相同 又 21 保持 C 则T与成线性关系 这种关系不因定子频率的改变而改变 与f1无关 采用U1 f1 C控制的变频器属于第一代产品 大多采用16位CPU 是恒气隙磁通控制方式 即用若干条曲线来协调U1与f1的关系 机械特性基本平行下移 机械硬度尚可 能满足一般调速要求 但低速转矩差 须补偿 恒压频比控制变频器是一种转速 开环的控制系统动 静态要求不高 的生产机械经常使用 1 利用人为选定V f曲线的模式 很难根据负载转矩变化恰当地调整电机矩转 负载冲击或起动过快 有时会引起过流跳闸 所以根据定子电流调节变频器电压的方法 并不反映负载矩转 因此 定子电压也不能根据负载转矩变化恰当地改变电磁矩转 特别在低速下 定子电压的设定值相对较小 采用人为选定V f曲线或自动补偿 实现准确的补偿是困难的 由于定子电阻的压降随负载改变 当负载较重时 可能补偿不足 负载较轻时可能产生过补偿 磁路饱和 2 采用V f控制方式 无法准确的控制电机实际转速 电机的转速 不全取决于定子频率 而由转差率 负载 决定 因此V f控制方式静态稳定度不高 3 转速极低的时转矩不够 4 这类变频器采用硬件中断过流跳闸 当保护电路的时间常数选择不当时 保护电路的可靠性令人怀疑 事实上时间常数选择颇费脑筋 大保护灵敏度不够 小抗干扰能力差 不得不折衷考虑 三 转速闭环 转差频率控制 1 转差频率控制的基本概念 图中提供了一组U f曲线 可以适应低频时不同负载对U f曲线的不同要求 曲线0称为基本U f曲线 它不含定子压降补偿 曲线1 5为低频段不同程度地提高定子电压的U f曲线 称为 电压补偿 也称为 转矩补偿 或 转矩提升 适用于恒转矩负载 图 11 不同负载对U f曲线 曲线01 02为低频段不同程度地减少定子电压的U f曲线 称为 负补偿 适用于风机 泵类负载 设定U f曲线的原则是 以最低工作频率时能带动负载为前提 尽量减少补偿程度 以免 补偿过分 导致磁路饱和而跳闸 4 高功能型U f控制采用这种控制方式 可以使极低速度下的转矩过载能力达到或超过150 频率设定范围达到1 30 静态机械特性硬度高 具有挖土机特性和 无跳闸 能力 图 12 高功能型U f控制框图 三 转速闭环 转差频率控制 1 转差频率控制的基本概念 转速开环变频器系统可满足一般平滑调速的要求 但动 静态性能有限 要提高动 静态性能 首先用转速反馈的闭环控制 任何一个机电传动系统有 22 转矩的控制部分包括有功 无功电流检测器 磁通补偿器 转差补偿器和电流限制控制器 后三者的作用是根据电动机定子电流的有功分量It和无功分量Iw去计算变频器的频率和电压参考值 即图中的 以保证转子磁场的恒定 并在负载出现冲击的情况下 适当地补偿 防止过流跳闸 由 22 式可知 提高系统的动 静态性能 主要控制转速的变化率 显然控制转矩就能控制 直流控制与电流成正比 控制电流就能控制转矩 交流调速中 需控制的是电压 电流 和频率 如何通过控制电压 电流 和频率来控制转矩 交流异步电机中 影响转矩的因素较多 转矩表达式为 23 由 14 式 24 考虑到电机结构参数Cm与其他各量的关系 对比 24 式与 16 式 16 当电机稳态运行时 S很小 因而也很小 一般为的2 5 因此近似认为 则得到 25 上式说明 在S很小的范围内 只要维持不变 T就近似与成正比 负载转矩增大 则增大 输出转矩增大 这与直流电机一样 达到间接控制转矩的目的 控制就代表控制转矩 2 转差频率控制的规律 上面只是找到转矩与转差频率近似正比的关系 可以表明转 26 2 转差频率控制的规律 差频率控制的基本概念 现推导具体的控制规律 1 控制规律1 控制转差频率代表控制转矩 由图 13 当较小时 T与 Tmax Tm T 图 13 恒定控制时T f 曲线 成正比 当 时 T Tmax 取dT dS 0则 因此 转差频率控制的系统中 只要给限幅 使其限幅值为 27 就可以保持T与的关系 也就可以用转差频率控制来代表转矩控制 2 控制规律2 保持恒定忽略铁心磁饱和 铁损时与I0成正比 图 14 异步电机等值电路图 28 代入 28 式 取等式两端相量的幅值 29 I1 I0 图 15 保持恒定时函数曲线 讨论 当不变 I0不变 I1与函数关系如图 15 1 当 0时 I1 I0 在理想空载时定子电流等于励磁电流 2 若增大 29 式中分子中含项的系数大于分母中含项的系数 因此I1增大 3 当时 4 为正 负值时 I1对应不变 曲线轴对称 按 29 式的关系控制定子电流就能保持恒定 优点与不足 1 频率控制环节输入转差信号 而频率信号是由转差信号与实际转速信号相加后得到的 因此在转速变化过程中 实际频率随实际转速同步地上升或下降 与转速开环系统频率的给定信号与电压成正比的情况相比 加 减速更平滑 且容易稳定 2 由于在动态过程中转速调节器饱和 系统能以对应于的限幅转矩Tm进行控制 保证了允许条件下快速性 因此 转差频率闭环系统具备了直流电机双闭环控制系统的优点 是一比较优越的控制策略 结构也不复杂 有广泛的应用价值 但是 如果认真考查其静 动态性能就会发现 基本型转差频率控制系统还不能达到直流双闭环的水平 其原因是 优点与不足 1 分析转差频率控制规律时 是从电机稳态等效电路和转矩公式出发的 只在稳态时成立 动态过程中的变化未研究 但肯定不恒定 势必影响动态性能 2 电流调节器只控制电流的幅值 并未控制电流的相位 而在动态过程中电流的相位若不及时赶上去 将延缓转矩的变化 3 是非线性的 无论采用何种方式产生 都是近似的 存在一定误差 4 在频率控制环节中 使实际频率随实际转速上升或下降 这本是转差频率控制的优点 但是若测速信号不准确和有干扰 也会造成误差 四 电压空间矢量控制 磁链跟踪控制 四 电压空间矢量控制 图 16 电压空间矢量 按照电压所加绕组的空间位置来定义 如图 16 A B C分别表示在空间静止不动的电机定子三相绕组的轴线 三相定子相电压UAO UBO UCO分别加在三相绕组上 可定义三个电压空间矢量uAO uBO和uCO 它们的方向始終在各相的轴线上 而大小随时间按正弦规律作脉动方式 相位互差120度 三相电压空间矢量相加的合成矢量u1是一个旋转的 空间矢量 它的幅值不变 是每相电压值的3 2倍 当频率不变时 它以电源角频率为电气角速度作同步旋转 同理 可定义电流和磁链的空间矢量I和 分别为三相电压 电流 磁链的合成空间矢量 当转速不是很低时 定子电阻压降较小 可忽略不计 则 30 31 32 33 式 32 表明 u1的大小等于的变化率 而方向则与的运动方向一致 图 17 旋转磁场与电压空间矢量运动轨迹的关系 34 由 34 式可知 当磁链幅值一定时 u1的大小与成正比 方向为磁链圆形轨迹的切线方向 如图 17 这样 电机旋转磁场的形状问题就可转化为电压空间矢量运动轨迹的形状问题 上桥臂器件导通用 1 表示 下桥臂器件导通用 0 表示 图 18 逆变器原理图 8种工作状态100 110 010 011 001 101与111 000 图 17 电机空间矢量与磁链矢量的关系 电压空间矢量依次为u1 u2 u6 一个周期中只有6次开关切换 只产生正六边形旋转磁场 而不是圆形旋转磁场 利用电压空间矢量的线性组合 以获得更多的与u1 u8相位不同的电压空间矢量 最终构成一组等幅不同相位的电压空间矢量 从而形成尽量逼近圆形的磁场 这样 在一个周期内逆变器的开关次数就要超过 6次 其输出电压将不再是 6拍阶梯波 而是一系列等幅不等宽的脉冲波 图 19 电压空间矢量线性组合 设在u1状态终了后 期望在TZ时间内 电角度表示 其作用的是ur1 其相位与u1 u2不同 但幅值相等 电抗器 制动电阻 四 异步电机的多变量数学模型和坐标变换 一 概述 现代自动控制普遍要求动作灵活 行动快速 定位准确 对传动和伺服系统有很高的要求 V f C只控制磁通 不控制电机转矩 转差频率控制 可在一定程度上控制电机转矩 但是转差频率控制是由电机静态方程上导出的 电机动态性能较差 考虑到动态快速变化的过程中 电机除稳态电流外 还有相当大的瞬态电流 产生的电机转矩和稳态转矩有很大的不同 因此良好的动态转矩 有效地控制电机动态转矩是关键 1 与直流电机类比 1 直流电机 磁通由励磁绕组产生 可以事先建立而不参与系统的动态过程 因此动态数学模型只有一个输入变量 电枢电压和一个输出变量 转速 在控制对象中含有机电时间常数和电枢时间常数 若把SCR整流装置算进去 则还有SCR滞后时间常数 在工程能够允许的假设条件下 可以描述成单变量 单输入 单输出 三阶线性系统 完全可以用经典的线性控制理论和由它发展出来的工程设计方法进行分析和设计 机械结构上 电刷在磁极的几何中线上 励磁绕组产生主磁通与电机电流产生的电枢反应电动势 在空间正交 即不互相影响 可单独调节 转矩表达式 2 交流电机 异步电机变频调速要进行V f的协调控制 有电压和频率二种独立变量 若考虑电压是三相 实际输入变量的数目有四个独立变量 输出变量中 除转速外 磁通也要算一独立变量 因电机外部加三相电压 磁通的建立和转速的变化是同时进行的 但 为了获得良好的动态性能 还希望对磁通施加某种控制 是它在动态过程中尽量保持恒定 因此异步电机是一多变量 多输入多输出 系统 而电压 电流 磁通 转速之间互相影响 所以又是强耦合的多变量系统 异步电机中 磁通乘电流产生转矩 转速乘磁通得感应电动势 由于它们是同时变化的 在数学模型上含有二个变量的乘积项 即使不考虑磁饱和的影响等因素 数学模型也是非线性 三相异步电机的定子有三相绕组 转子也可等效为三个绕组 每个绕组产生磁通时都有自己的电磁惯性 再加上系统机电惯性 即使不考虑变频装置的滞后因素 至少也是一个七阶系统 异步电机数学模型是一高阶 非线性 强耦合的多变量系统 转矩表达式 23 2 异步电机矢量图 图 1 异步电机矢量图 I1T 产生转矩的有功分量I1M 产生磁通的激磁分量 由电压三角形 同样 转子绕组总磁链 T是气隙磁通和转子电流的有功分量 相互作用而产生的 即使保持恒定电机转矩不但与的大小有关 而且还取决于转子电流的功率因数 电机的气隙磁通是由I1和I2共同产生 随着负载的变化也要改变 因而在动态过程中 要准确控制异步电机转矩是困难的 代入 23 式 如前所述 设法保持恒定 则电机的转矩就和转子电流I2成正比 并且 经过某种变换 使T轴与 I2方向重合 M轴分量用来产生转子磁链的磁化电流 而T轴分量与I2成正比 代表了电机转矩 如果在电机调速过程中 维持定子电流的磁化分量不变 而控制转矩分量 就相当于直流电机中维持励磁不变 而通过控制电电枢电流来控制转矩一样 使系统具有较好的动态性能 在形式上与直流电机转矩表达式相似 二 异步电机动态数学模型 1 异步电机的基本方程 交流异步电机的特性在电机学内业经详细分析 但主要讨论电源电压和电流正弦稳态特性 现代交流调速系统中 提供给电机的电源电压和电流是非正弦的 含有大量的谐波 谐波的作用在电机学内未研究 并且调速过程是一暂态过程 由于瞬态的存在 其动态特性与静态特性有较大的差别 因此从异步电机的基本微分方程出发进行研究 a 电压方程 1 异步电机在静止时A B C坐标系中的数学模型 假定电机的气隙是均匀的 忽略磁滞 饱和及涡流的影响 定子 转子和磁链的方向如图 电流 电压的正方向符合右螺旋法则 对电机一相而言 有 图 2 定子 转子坐标系 1 a 电压方程 P 式中 b 磁链方程 各绕组磁链是所有电流的线性函数 交链与某相的总磁链等于流过本绕组的电流产生的磁链与流过其他绕组的电流因互感作用产生的磁链 交链于本绕组的磁链之和 b 磁链方程 2 a 自感 当对称三相绕组接到对称三相电源时 即在气隙内建立一种以同步转速n0旋转的磁场 该磁场的磁通称为主磁通 主磁通的作用是实现机电能量转换和传递 交链于磁通 此外还在绕组端部 定子槽内建立磁场 这种磁场的磁通只与绕组本身交链 称为漏磁通 a 自感 主磁通对应于定子 转子间的互感作用 与之对应的电感是Lm 漏磁通对应的电感为漏感 定子绕组的自感 LAA Lm 考虑定子绕组是对称的 则定子各绕组的自感是相等的 即 同理 可推出转子各绕组的自感也是相等的 即 由电感定义 出发 当设定子 转子的匝数相等且为W 定子 转子的磁导率为 则 3 4 5 定子中的磁场iAW转子中的感应磁通 经过分析 可以得出这样的结论 定子 转子的自感LAA LBB LCC Laa Lbb Lcc都是常数 b 定子绕组间互感 定子绕组间的互感是MAB MAC MBA MBC MCA MCB 定子绕组间因互感而交链A相绕组的磁通为两部分 一是气隙主磁通产生的互感作用 另外 漏磁通产生的互感作用 且 MAB MAC MBA MBC MCA MCB 现以A相定子绕组为例求B相对A相的互感MAB 6 7 设B相的漏磁通交链于A相的磁链为 考虑到A相轴线与B相轴线相差 故对应漏磁通互感与A相磁通方向相反 漏磁通引起的互感为 定子绕组间的互感作用W为二者之和 即 可见 定子绕组间的互感也是常数 c 转子绕组间的互感 用分析定子绕组间的互感的方法得 可见 转子绕组间的互感也是常数 8 9 C 转子绕组间的互感 d 定子绕组和转子绕组间的互感 定子绕组是静止的 转子绕组以旋转 定子A相轴线与转子A相轴线之间的夹角为 图 3 定子 转子矢量关系 由图可见 10 11 12 13 d 定子绕组和转子绕组间的互感 W12为时定子A相绕组和转子a相绕组之间的感 W1 W2为定子绕组和转子绕组匝数 讨论 1 异步电机旋转时 定子绕组轴线固定 转子绕组轴线与定子绕组轴线之间的夹角是周期变化的 即定子绕组和转子绕组间的互感是时变的 2 物理意义 定子绕组间的位置固定 转子是旋转的 当二者轴线重合时 且方向一至时 交链的磁通最大 互感作用最强 轴线方向相反时 呈去磁狀态 轴线互相垂直时无交链 互感作用为零 3 矩阵可简化为方块阵 由上分析定子自感阵L11 转子自感阵L22为常阵 互感阵M12 M21为时变阵 14 15 16 17 M12和M21两个方块阵互为转置 且与转子的位置有关 它们的元素是变参数 a 磁链方程 式 2 磁链方程可表达为简洁的形式 18 式中 b 电压方程把磁链方程代入电压方程 得展开后的电压方程 19 式中 c 运动方程 C 运动方程 20 式中 TL 负载阻转矩J 机组的转动惯量D 与转速成正比的阻转矩阻尼系数K 扭转弹性转矩系数 对于恒转矩负载 D 0 K 0则有 d 转矩方程 按机电能量转换原理 可求出T的表达式 21 22 2 异步电机动态数学模型 E 异步电机数学模型 将前述 20 式 21 式归纳起来 便是恒转矩负载下的三相异步电机多变量非线性数学模型 23 方程组中含有一系列随转子位置角而变的互感系数 使得求解该微分方程组变得相当困难 3 坐标变换 1 定义 将一组变数用一组新的变数来代替 以使方程组得到简化的方法 新的变数与原来的变数之间有线性关系 设以ix iy iz代替iA iB ic 且 2 坐标变换 1 定义 24 矩阵为变换阵 为新旧变数建简单的对应 变换阵的逆阵必存在 其条件是线性变换系数组成的行列式必须不等于零 即 2 变换关系 如何选择这些变换系数 可有各种方法 应视具体情况而定 从物理角度讲 新旧变数之间有某种内在的联系 就电机而言 机电能量由电磁传递 因此坐标变换应保持恒定 如iA iB iC代表绕组中的三相电流 它产生一定的磁场 新的变数iX iY iZ代表另一多相 二相 绕组中的电流 也能产生同样的磁场 三相情况下 相与相间有互感 列方程麻烦 二相系统中其绕组轴线互相垂直 无互感