电大通信(数字基带).ppt

第四章数字基带传输系统 数字基带信号 计算机通信的二进制序列 电传机输出的代码或模拟信号经数字化处理后的PCM码组等都是数字信号 这些信号往往包含丰富的低频分量以及直流分量 因而称之为数字基带信号 数字基带传输系统 某些具有低通特性的有限信道中 特别是在传输距离不太远的情况一下 数字基带信号可以直接传输 这种不使用调制和解调设备而直接传输基带信号的通信系统 称之为数字基带传输 第四章数字基带传输系统 数字基带传输系统 不经过调制和解调而直接传送数字基带信号的通信系统 短距离传输或较长距离上用中继方式直接传送数字基带信号 线性频带系统可等效为基带系统研究 特点 丰富低频分量 也可直流分量 限制 距离短 一般有线方式 基带传输系统框图 信号形成器 对基带信号进行必要的处理 使其与信道特性相适应 均衡器 对输入信号作某些处理 以消除或减弱信道所引入的畸变 过滤器 滤除加性干扰 检测器 对多畸变的信号进行 观察 并根据事先确知的规律对它进行判决 变换成规则信号 同步器 同步换取装置 向检测器提供位同步脉冲 向解码器提供帧同步信号 基带系统个点波形示意图 基带传输的主要技术问题1 基带传输系统中通常存在隔直流电容或传输变压器 基带信号中的直流分量不能通过隔直流电容和变压器 克服措施 研究基带码的码型 寻求基本无直流分量的基带码 2 码间串扰 指前一码元波形拖尾干扰到了后一码元 克服措施 a 寻求合适的码元波形 使码间串扰不会引起接收判决错误 注 传输通带有限 输出的信号波形延续时间必然无限 因此码间串扰在理论上不可避免 b 采用均衡技术 改善码元波形 减小码间串扰 上述二问题推动基带传输理论的发展 亦是本章讨论的核心内容 4 1数字基带信号的码型 问题 什么叫码型 数字基带信号为什么要编码 你所知道的有几种码型 4 1数字基带信号的码型 我们知道数字通信系统包括数据通信系统都是以数字信号为载体传输信息 而数字信号可以是模拟信号经数字化处理后而形成的脉冲编码信号 也可能是来自数据终端设备 比如计算机 的原始数据信号 数字信号在一般情况下可以表示为一个数字序列 a 2 a 1 a0 a1 a2 an 简记为 an an是数字序列的基本单元 称为码元 每个码元只能取离散的有限个值 例如在二进制中 an只能取0或1两个值 在M进制中 an取0 1 2 M 1等M个值 或者取二进制码的M种排列 由于码元的取值有限 因此通常用不同幅度的电脉冲表示码元的不同取值 例如用幅度为A的矩形脉冲 高电平 表示1 用幅度为0的矩形脉冲 低电平 表示0 由此形成的二进制电脉冲序列被称为数字基带信号 这是因为它们所占据的频带通常从直流和低频开始并且未经载波调制 因此 我们可以这样定义 频带分布在低频段 通常包含直流 且未经过调制的信号通常被称为基带信号 从形式上看 基带信号有模拟和数字之分 具有高 低 也可能是正 负 两种电平状态的电脉冲序列被称为数字基带信号 其特点是信号频带通常从直流和低频开始并且未经载波调制 而未经过调制的模拟信号可称为模拟基带信号 在某些有线信道中 特别是在传输距离不太远的情况下 数字基带信号可以直接传输 这种传输方式被称为数字信号的基带传输 由于大多数实际信道都是带通型的 因此必须先用数字基带信号对载波进行调制 形成数字调制信号后再进行传输 这种传输方式被称为数字信号的调制传输 或频带传输 本章我们主要讨论数字信号的基带传输 调制传输方式将在后面专门介绍 首先我们介绍几个新概念 码型 数字基带信号可以以不同形式的电脉冲出现 电脉冲的存在形式称为码型 码型编码 通常把数字信号的电脉冲表示过程称为码型编码或码型变换 由码型还原为原来数字信号的过程称为码型译码 线路传输码型 在有线信道中传输的数字基带信号又称为线路传输码型 通常由信源编码输出的数字信号多为经自然编码的电脉冲序列 高电平表示1 低电平表示0 或相反 这种经过自然编码的数字信号虽然是名符其实的数字信号 但却并不适合于在信道中直接传输 或者说 数字通信系统 数据通信系统 一般并不采用这样的数字信号进行基带传输 为什么 因为用这样的数字信号进行基带传输会出现很多问题 换句话说 就是它的码型不满足通信的要求 我们先看看传输这种数字基带信号会遇到什么问题 1 由于这种数字基带信号包含直流分量或低频分量 那么对于一些具有电容耦合电路的设备或者传输频带低端受限的信道 广义信道 信号将可能传不过去 2 自然编码后 有可能出现连 0 或连 1 数据 这时的数字信号会出现长时间不变的低电平或高电平 以致收信端在确定各个码元的位置 定时信息 时遇到困难 换句话说 收信端无法从接收到的数字信号中获取定时 定位 信息 3 对收信端而言 从接收到的这种基带信号中无法判断是否包含有错码 以上3个问题足以说明经过自然编码的数字信号不适合直接在信道中传输 因此 人们需要寻求能够解决上述问题及其它问题的基带信号码型 由于不同的码型具有不同的特性 因此在设计或选择适合于给定信道传输特性的码型时 通常要考虑以下的因素 或者说要遵循以下原则 1 对于传输频带低端受限的信道 线路传输码型的频谱中应不含有直流分量 2 信号的抗噪声能力要强 产生误码时 在译码中产生误码扩散的影响越小越好 3 便于从信号中提取位定时信息 4 尽量减少基带信号频谱中的高频分量 以节省传输频带并减小串扰 5 对于采用分组形式传输的基带通信 采用分组形式的码型 比如5B6B 4B3T码等 收信端除了要提取位定时信息 还要恢复出分组同步信息 以便正确划分码组 6 码型应与信源的统计特性无关 信源的统计特性是指信源产生各种数字信息时频率分布 7 编译码的设备应尽量简单 易于实现 数字基带信号的码型种类很多 但没有一种码型能满足上述所有要求 在实际应用中 往往是根据需要全盘考虑 有取有舍 合理选择 下面给大家介绍一些目前广泛应用的重要码型 1 单极性不归零码 优点 简单 缺点 有直流 最佳判决电平不确定 不能直接提取同步 分析完频谱才能理解这一点 2 单极性归零码 缺点 有直流 最佳判决电平不确定 优点 能直接提取同步 分析完频谱才能理解这一点 3 双极性不归零码 优点 无直流 最佳判决电平确定 0 缺点 不能直接提取同步 分析完频谱才能理解这一点 4 双极性归零码 优点 无直流 最佳判决电平确定 0 缺点 不能直接提取同步 分析完频谱才能理解这一点 但是整流后就变成同步 CLK 5 差分码 1表示 电平跳变 0表示 不跳变 设初始状态为高电平 差分码在数字调制中广泛应用 常见的基本码型 前面我们只介绍了典型数字基带信号的时域波形 从信号传输的角度上看 还需要进一步了解数字基带信号的频域特性 以便在信道中有效地传输 在实际通信中 被传送的信息是收信者事先未知的 因此数字基带信号是随机的脉冲序列 由于随机信号不能用确定的时间函数表示 也就没有确定的频谱函数 因此只能从统计数学的角度 用功率谱来描述它的频域特性 4 1 2数字基带信号的功率谱 基带信号的时域表达方式 若数字基带信号中各码元波形相同而取值不同 则可用 表示 式中 an是第n个信息符号所对应的电平值 0 1或 1 1等 由信码和编码规律决定 Ts为码元间隔 g t 为某种标准脉冲波形 对于二进制代码序列 若令g1 t 代表 0 g2 t 代表 1 4 1 2数字基带信号的功率谱 二进制随机脉冲序列的功率谱一般包含连续谱和离散谱两部分 连续谱总是存在 通过连续谱在频谱上的分布 可以看出信号功率在频率上的分布情况 从而确定传输数字信号的带宽 离散谱却不一定存在 它与脉冲波形及出现的概率有关 而离散谱的存在与否关系到能否从脉冲序列中直接提取位定时信号 因此 离散谱的存在非常重要 如果一个二进制随机脉冲序列的功率谱中没有离散谱 则要设法变换基带信号的波形 码型 使功率谱中出现离散部分 以利于位定时信号的提取 随机序列的功率谱密度为 上式是双边的功率谱密度表示式 如果写成单边的 则有 4种码型功率谱图 1 单极性不归零码 付立叶变换 付立叶变换 单极性不归零码的功率谱密度 单极性不归零码的功率谱密度 单极性不归零码的功率谱密度图 2 单极性归零码的功率谱密度 付立叶变换 付立叶变换 2 单极性归零码的功率谱密度 2 单极性归零码的功率谱密度图 3 双极性不归零码的功率谱密度 付立叶变换 付立叶变换 3 双极性不归零码的功率谱密度 3 双极性不归零码的功率谱密度 4 双极性归零码的功率谱密度 付立叶变换 付立叶变换 4 双极性归零码的功率谱密度 以矩形脉冲作为基本脉冲时 数字基带信号的带宽近似为脉冲宽度的倒数 这是一个经常要用到的结果 4 1 3基带传输的常用码型 有AMI HDB3 分相码 CIM码 4B3T码等 下面详细介绍这些码型 满足或部分满足以上特性的传输码型种类繁多 这里准备介绍目前常见的几种 1 AMI码 AMI 码是传号交替反转码 其编码规则是将二进制消息代码 1 传号 交替地变换为传输码的 1 和 1 而 0 空号 保持不变 例如 消息代码100110000000110011 AMI码 100 1 10000000 1 100 1 1 AMI码对应的基带信号是正负极性交替的脉冲序列 而0电位持不变的规律 AMI码的优点是 由于 1与 1交替 AMI码的功率谱 见图5 6 中不含直流成分 高 低频分量少 能量集中在频率为1 2码速处 位定时频率分量虽然为0 但只要将基带信号经全波整流变为单极性归零波形 便可提取位定时信号 图5 6AMI码和HDB3码的功率谱 此外 AMI码的编译码电路简单 便于利用传号极性交替规律观察误码情况 鉴于这些优点 AMI码是CCITT 国际电报电话咨询委员会 建议采用的传输码性之一 AMI码的不足是 当原信码出现连 0 串时 信号的电平长时间不跳变 造成提取定时信号的困难 解决连 0 码问题的有效方法之一是采用HDB3码 2 HDB3码 HDB3码的全称是3阶高密度双极性码 它是AMI码的一种改进型 其目的是为了保持AMI码的优点而克服其缺点 使连 0 个数不超过3个 其编码规则如下书中所述 例 代码 1000010000110000l1AMI码 10000 10000 1 10000 1 1HDB3码 1000 V 100 V 1 1 B00 V 1 1 虽然HDB3码的编码规则比较复杂 但译码却比较简单 从上述原理看出 每一个破坏符号V总是与前一非0符号同极性 包括B在内 这就是说 从收到的符号序列中可以容易地找到破坏点V 于是也断定V符号及其前面的3个符号必是连0符号 从而恢复4个连0码 再将所有 1变成 1后便得到原消息代码 HDB3码保持了AMI码的优点外 同时还将连 0 码限制在3个以内 故有利于位定时信号的提取 HDB3码是应用最为广泛的码型 A律PCM四次群以下的接口码型均为HDB3码 3 数字双相码 数字双相码又称曼彻斯特 Manchester 码 它用一个周期的正负对称方波表示 0 而用其反相波形表示 1 编码规则之一是 0 码用 01 两位码表示 1 码用 10 两位码表示 例如 代码 1100101双相码 10100101100110双相码只有极性相反的两个电平 而不像前面的三种码具有三个电平 因为双相码在每个码元周期的中心点都存在电平跳变 所以富含位定时信息 又因为这种码的正 负电平各半 所以无直流分量 编码过程也简单 但带宽比原信码大1倍 4 密勒码 密勒 Miller 码又称延迟调制码 它是双相码的一种变形 编码规则如下 1 码用码元间隔中心点出现跃变来表示 即用 10 或 01 表示 0 码有两种情况 单个 0 时 在码元间隔内不出现电平跃变 且与相邻码元的边界处也不跃变 连 0 时 在两个 0 码的边界处出现电平跃变 即 00 与 11 交替 为了便于理解 图5 7 a 和 b 示出了代码序列为11010010时 双相码和密勒码的波形 由图5 7 b 可见 若两个 1 码中间有一个 0 码时 密勒码流中出现最大宽度为2Ts的波形 即两个码元周期 这一性质可用来进行宏观检错 图5 7双相码 密勒码 CMI 码的波形 a 双相码 b 密勒码 c CMI 码 密勒码最初用于气象卫星和磁记录 现在也用于低速基带数传机中 4 CMI码 CMI 码是传号反转码的简称 与数字双相码类似 它也是一种双极性二电平码 编码规则是 1 码交替用 11 和 00 两位码表示 0 码固定地用 01 表示 其波形图如图5 7 c 所示 CMI 码有较多的电平跃变 因此含有丰富的定时信息 此外 由于10为禁用码组 不会出现3个以上的连码 这个规律可用来宏观检错 由于CMI码易于实现 且具有上述特点 因此是CCITT推荐的PCM高次群采用的接口码型 在速率低于8 448Mb s的光纤传输系统中有时也用作线路传输码型 在数字双相码 密勒码和CMI码中 每个原二进制信码都用一组2位的二进码表示 因此这类码又称为1B2B码 7 nBmB码 nBmB码是把原信息码流的n位二进制码作为一组 编成m位二进制码的新码组 由于m n 新码组可能有2m种组合 故多出 2m 2n 种组合 从中选择一部分有利码组作为可用码组 其余为禁用码组 以获得好的特性 在光纤数字传输系统中 通常选择m n 1 有1B2B码 2B3B 3B4B码以及5B6B码等 其中 5B6B码型已实用化 用作三次群和四次群以上的线路传输码型 基带传输系统模型 4 2无码间干扰基带传输系统 码间干扰示意图 4 2无码间干扰基带传输系统 码间串扰的概念在实际通信中 由于信道的带宽不可能无穷大 我们称为频带受限 并且还有噪声的影响 因此 我们前面介绍的数字基带信号 波形为矩形 在频域内是无穷延伸的 通过这样的信道传输 不可避免地要受到影响而产生畸变 4 2无码间干扰基带传输系统 由于基带通信大部分用于近距离有线传输 因此电缆的电容效应不容忽视由于电缆分布电容放电缓慢这一特性 造成基带信号在传输时会产生 拖尾 现象前面信号的拖尾有可能对后面信号的判决带来干扰 这种干扰称为码间串扰 基带传输系统简化图 4 2无码间干扰基带传输系统 无码间串扰的时域条件 无码间串扰的波形举例 4 2无码间干扰基带传输系统 无码间串扰的频域条件 对上式的解释 上式表明 把一个基带传输系统的传输特性H 分割为2 Tb宽度 各段在 Tb Tb 区间内能叠加成一个矩形频率特性 那么它在以fb速率传输基带信号时 就能做到无码间串扰 如果不考虑系统的频带 而从消除码间串扰来说 基带传输特性H 的形式并不是唯一的 7 4 4无码间串扰的理想传输函数 称为奈奎斯特带宽 换算成f Hz 为 可见无码间串扰时的理想传输函数的截止频率可以是码元速率的一半 无码间串扰的理想传输函数的演示 奈奎斯特带宽BN与码元速率RB的关系 如何理解BN与RB的关系 采用理想低通的系统 若使码元之间不会产生串扰当码元速率RB一定时 最小的信道带宽为RB 2 当信道带宽BN一定时 最大的码元速率为2BN 理想低通无码间串扰系统的频带利用率 理想系统的截止频率与BN的关系 对于理想低通无码间串扰系统 从它的频域图可直接看出 理想系统的截止频率 BN 例 若在0 3000Hz频段的理想信道上传输12000bit s的二进制信号和四进制信号 哪个有码间串扰 哪个没有码间串扰 理想系统无码间串扰的条件总结 若信号的码元速率大于2倍的奈奎斯特带宽 则必定存在码间串扰若信号的码元速率小于2倍的奈奎斯特带宽 则还要看2BN是不是码元速率的整数倍如果2BN是码元速率的整数倍 则一定没有码间串扰如果2BN不是码元速率的整数倍 则一定存在码间串扰 一是理想矩形特性的物理实现极为困难 二是理想的冲激响应h t 的 尾巴 很长 衰减很慢 当定时存在偏差时 可能出现严重的码间串扰 考虑到实际的传输系统总是可能存在定时误差的 因而 一般不采用Heq H 而只把这种情况作为理想的 标准 或者作为与别的系统特性进行比较时的基础 考虑到理想冲激响应h t 的尾巴衰减慢的原因是系统的频率截止特性过于陡峭 这启发我们可以按图4 11所示的构造思想去设计H 特性 只要图中的Y 具有对W1呈奇对称的振幅特性 则H 即为所要求的 这种设计也可看成是理想低通特性按奇对称条件进行 圆滑 的结果 上述的 圆滑 通常被称为 滚降 会产生的问题 图4 11滚降特性构成 定义滚降系数为 4 7 其中W1是无滚降时的截止频率 W2为滚降部分的截止频率 显然 0 1 不同的 有不同的滚降特性 图5 13画出了按余弦滚降的三种滚降特性和冲激响应 具有滚降系数 的余弦滚降特性H 可表示成 H TS0 图4 12余弦滚降系统 a 传输特性 b 冲激响应 4 3部分响应系统 引入 前面理想低通系统虽然达到了2Baud Hz的极限 最高 频带利用率 但实现困难 且h t 拖尾 严重 升余弦滚降系统虽然克服了理想低通滤波器的缺点 但系统的频带利用率却下降了 最好找到能消除码间串扰 用能达到最高频带利用率 为什么要提出部分响应系统 回顾我们学过的理想低通系统与滚降系统 频谱利用率可以达到2Bd Hz 且无码间串扰 但遗憾的是 无法物理实现 为什么要提出部分响应系统 回顾我们学过的理想低通系统与滚降系统 余弦滚降系统 1 fN 1 fN 可物理实现 且无码间串扰 但遗憾的是 频带利用率 2 1 2Bd Hz 理想低通与滚降系统的 原则 这两个系统被一个看似原则的理念束缚了 这个似乎必须遵守的原则是 必须无码间串扰 如果我们打破这种看似原则理念的束缚 就会有新的发现 找到频带利用率 2Bd Hz 并可物理实现的系统 部分响应系统实现 打破 无码间串扰 的传统观点引入可控的码间干扰 虽然有码间串扰 可是码间串扰是预知的 部分响应系统的码间串扰可控性分析 如果我们已知前一个bit为 1 则我们就知道现在的判决点的码间干扰为1V 虽然接收信号在判决点的值是2V 由于已知码间干扰为1V 扣除后 恢复原幅值 1V 即消除了干扰 然后再判决 系统的特点 1 可物理实现 与理想低通系统相比 2 频带利用率 2Bd Hz 优于滚降系统 疑问1 这个斜坡会不会损伤信号的频谱 从而引起信号波形失真呢 第一类部分响应系统 第一类部分响应系统频域特性 通过对 t t T 进行傅氏变换可知 其在0到fN内的频谱图如下 fN f P f 一种比喻 简单的部分响应系统存在什么问题 误码扩散 如果误判前一个bit为 0 则系统将错误地推测现在的判决点的码间干扰为 1V 虽然接收信号在判决点的值是1V 由于推测码间干扰为 1V 扣除后 幅值变为 2V 将误判成 1 实际0 后 1 前 误判10 误码扩散的根本原因 部分响应系统引入了前后码元的相关性判决时要依据前一码元一旦前一码元误判 则本次判决将可能误判 误码扩散的解决办法 预编码 MOD2 X DY DY X DY DY X即 对输出值取模2运算后只与X有关 去掉前后相关性当X 0时 输出为0或2 当X 1时 输出为1 T 例题7 7 已知第一类部分相应系统的输入如下表第一行 请填满此表 一般 题目中会给出bk 1 但若没给出 可按bk 1 0计算 若已知为ck 则应利用 ck 2或0时ak一定为0 ck 1时ak一定为1 的法则先求出ak 0 0 1 1 1 1 0 0 1 1 1 0 1 2 1 1 2 0 1 0 1 1 0 4 4均衡技术 在信道特性C 确知条件下 人们可以精心设计接收和发送滤波器以达到消除码间串扰和尽量减小噪声影响的目的 但在实际实现时 由于难免存在滤波器的设计误差和信道特性的变化 所以无法实现理想的传输特性 因而引起波形的失真从而产生码间干扰 系统的性能也必然下降 理论和实践均证明 在基带系统中插入一种可调 或不可调 滤波器可以校正或补偿系统特性 减小码间串扰的影响 这种起补偿作用的滤波器称为均衡器 均衡可分为频域均衡和时域均衡 所谓频域均衡 是从校正系统的频率特性出发 使包括均衡器在内的基带系统的总特性满足无失真传输条件 所谓时域均衡 是利用均衡器产生的时间波形去直接校正已畸变的波形 使包括均衡器在内的整个系统的冲激响应满足无码间串扰条件 频域均衡在信道特性不变 且在传输低速数据时是适用的 而时域均衡可以根据信道特性的变化进行调整 能够有效地减小码间串扰 故在高速数据传输中得以广泛应用 4 4均衡技术 4 4 2时域均衡 4 5眼图 从理论上讲 只要基带传输总特性H 满足奈奎斯特第一准则 就可实现无码间串扰传输 但在实际中 由于滤波器部件调试不理想或信道特性的变化等因素 都可能使H 特性改变 从而使系统性能恶化 定量分析较为复杂 简便的实验方法 来定性测量基带传输系统系统的性能 其中一个有效的实验方法是观察接收信号的眼图 眼图是指利用实验手段方便地估计和改善 通过调整 系统性能时在示波器上观察到的一种图形 观察眼图的方法是 用一个示波器跨接在接收滤波器的输出端 然后调整示波器水平扫描周期 使其与接收码元的周期同步 此时可以从示波器显示的图形上 观察出码间干扰和噪声的影响 从而估计系统性能的优劣程度 在传输二进制信号波形