Ch10MOS基本电路.ppt

集成电路设计基础 王志功东南大学无线电系2004年 2 第10章MOS基本电路 10 1传输门10 1 1NMOS传输门10 1 2PMOS传输门10 1 3CMOS传输门10 2传输门的联接 3 引言 MOSIC基本逻辑电路 传输门 TransmissionGate PassTransistor 用于开关和传输逻辑 反 倒 相器 Inverter 用于开关和恢复逻辑 4 传输门不仅是MOS集成电路中的一种基本电路 而且还是一种基元 因为其它基本电路 如反相器 实际上也是由传输门组成的 10 1传输门 5 10 1 1NMOS传输门 NMOS传输门电路符号下图所示 它只含有一个MOS管 栅极加控制电压V 衬底接地 MOS管的漏极D与源极S分别接输入与输出 输出负载是一个电容CL 它是后级的输入电容 图10 1 6 10 1 1NMOS传输门 续 注意 MOS管的结构是对称的 D和S在结构上没有任何差别 通常 规定输入端为D 输出端为S 因为 这种电路是不加电源电压的 电路正常工作所需的能量全由输入端提供 当MOS管导通时 输入电压就对CL充电 在CL上建立输出电压 其能量由输入端提供 或者CL对输入端放电 把能量还给输入端 因而 输出电压总是小于或等于输入电压 所以 规定输入端为D 输出端为S 图10 1 7 NMOS传输门 续 传输门电路很简单 但分析还相当麻烦 因为 1 控制MOS开关导通与否的电压是Vgs 而不是V Vgs V VO 这里VO既是输出电压 又重新作用在g s之间 是百分之百的负反馈 象一个 源极跟随器 2 负载是一个电容CL 它有充放电过程 输出电压Vo是逐步建立起来的 当开关断开 停止充放电时 电容CL上的电荷将保持不变 相应的输出电压Vo也保持不变 MOS呈高阻态 所以 传输门不仅仅是一只开关 而且还有记忆能力 8 NMOS传输门 续 规定符号 变量 控制 输入 当前输出 电压 V VI VO 逻辑 I O 前一时刻输出 VO O 9 NMOS传输门 续 两种情况 1 0 V 0 NMOS不通 VO和O保持不变 即VO VO O O 10 NMOS传输门 续 2 1 V 0 NMOS导通与否取决于Vgs V VO 若VO V Vtn 即Vgs Vtn NMOS导通 这时若Vi VO CL将被充电 VO上升 Vomax V Vtn若ViV Vtn 即Vgs Vtn NMOS不通 VO VO 11 NMOS传输门 续 假定 0 指V 0 1 指V VddI 0 指Vi 0I 1 指Vi Vdd则传输门的输出电压Vo特性为 0 VO VO 1 VO min Vi V Vtn 12 NMOS传输门 续 结论 1 当NMOS传输门用作开关以传输逻辑信号时 传输 0 逻辑将是理想的 传输 1 逻辑则不理想 因为电平是蜕化的 尽管输入Vi Vdd 输出却为Vo Vdd VTn 2 传输门是由 控制的 当 1 MOS开关导通 可以传输信号 当 0 MOS开关不通 不传输信号 这时 Vo Vo 是前一个状态之值 这表示 传输门是一种记忆元件 是一种时序逻辑 13 NMOS传输门 续 3 采用状态表示时 传输门特性为 0 O O 1 O I 14 10 1 2PMOS传输门 注意 1 PMOS管的门限电压VTp是负的 只有当Vgs VTp 即负得足够时才会导通 2 在PMOS电路中 通常是加负电源电压 Vdd 而正端接地 3 衬底接最高电位 即地 I input O output phase control 图10 2 15 PMOS传输门 续 早期的PMOS电路采用负电源 负逻辑 上述各点都正确 然而 PMOS逻辑电路已经淘汰 目前 PMOS管仅用于CMOS电路 它采用正电源 正逻辑 于是 衬底接Vdd PMOS传输门的工作原理同NMOS传输门完全一样 16 PMOS传输门 续 定义 电压变量为Vi Vo V 逻辑变量为I O 并且 0 指V 0 1 指V VddI 0 指Vi 0I 1 指Vi Vdd 图10 2 17 PMOS传输门 续 两种情况 1 0 Vf 0 PMOS导通与否取决于Vgs V VO 若VO Vtp 即Vgs Vtp PMOS导通 这时若Vi VO CL将充电 VO上升 VO Vi若Vi VO CL将放电 VO下降 VOmin Vtp 0 VO t max Vi Vtp 18 PMOS传输门 续 2 1 V Vdd PMOS不通 VO和O保持不变 即VO t VO O O 1 VO VO 19 PMOS传输门的基本特性是 0 VO max Vi Vtp 1 VO VO PMOS传输门 续 20 结论一 PMOS传输门用作开关传输逻辑信号时传输 1 逻辑 将是理想的 传输 0 逻辑 不是理想的 因为电平是蜕化的 即Vi 0 Vomin Vtp PMOS放电放不到底 PMOS传输门 续 21 结论二 PMOS传输门也是由 控制的 0 MOS导通 传输信号 1 MOS截止 VO VO 所以 PMOS传输门也是一种记忆元件 可构成时序逻辑 PMOS传输门 续 22 PMOS传输门 续 采用状态表示的传输门特性 23 PMOS传输门 续 结论三 从PMOS传输门的卡诺图指出 PMOS传输门的基本特性为 表示在 的控制下 传送I 即 0时 O I 1时 O O 24 10 1 3CMOS传输门 将NMOS传输门和PMOS传输门的优缺点加以互补 得到特性优良的CMOS传输门 图10 3 25 CMOS传输门 续 0 NMOS和PMOS都不导通 VO t VO t Tp 不传输信号 1 NMOS和PMOS导通 有两条通路若I 0 则NMOS通路更有效CL可以放电放到0若I 1 则PMOS通路更有效CL可以充电充到1这样 输出电平要么是0 要么是1 Vdd 没有电平蜕化 可理想地实现信号传送 图10 3 26 10 2传输门的联接 10 2 1串联串联是最常用的一种形式 电路如下图所示 图10 4 27 10 2 1串联 假定两个NMOS传输门的控制信号分别是 1与 2 串联后 总的特性为 28 10 2 1串联 表中Va是连接点a上的电压 当两个管子都导通时 最后的输出电压VO应当是Va与 V 2 VTn 之间的最小值 然而 Va是前级的输出电压 它应当是Vi与 V 1 VTn 之间的最小值 故 VO min Va V 2 VTn min min Vi V 1 VTn V 2 VTn min Vi V 1 VTn V 2 VTn 图10 4 29 10 2 1串联 续 定义 1 0 指V 1 0 2 0 指V 2 0 1 1 指V 1 Vdd 2 1 指V 2 VddI 0 指Vi 0I 1 指Vi Vdd串联后 它们的卡诺图为 30 10 2 1串联 续 结论 两个NMOS传输门串联后 1 控制信号 1与 2的作用是以联合形式出现的 若 1 2 0 总有一个开关不导通 输出就保持在前一个状态之值 Vo Vo 若 1 2 1 则两个开关都导通 可以传输数据2 传输 0 逻辑是理想的 但传输 1 逻辑则产生电平蜕化 其蜕化程度为min V 1 VTn V 2 VTn 3 输入I与输出O之间的关系为 O 1 2 I O I 当 1 2 1O O 当 1 2 04 推广到任意k个传输门串联 有O 1 2 k I 但电平蜕化更严重 31 10 2 2并联 并联也是常用的一种形式 其电路如下图所示 图10 5 32 10 2 2并联 续 当 1 2 1时 电路是冲突的 因为这时两个传输门都把各自的输入信号传输给共同的输出 如果两路输入状态相同 且电压值也相等 Vi1 Vi2 则这类传输仍是许可的 但若两路输入的状态不同 电压值不等 且若两个MOS开关也很理想 则电路就矛盾 按照Kirchoff定律 有Vi1 Vo 0Vi2 Vo 0则必有Vi1 Vi2 结果是依靠外电路实现新的平衡 强迫Vi1 Vi2 33 10 2 2并联 续 定义 1 0 指V 1 0 2 0 指V 2 0 1 1 指V 1 Vdd 2 1 指V 2 VddI1 0 指Vi1 0I2 0 指Vi2 0I1 1 指Vi1 VddI2 1 指Vi2 Vdd则两个MOS开关并联后 其输出电压Vo特性为 34 10 2 2并联 续 相应的卡诺图为 如果在运行时 能保证不出现冲突情况 则可以把这两个禁止状态划入圈内 可得 O 1I1 2I2 除了 1 2 0外O O 1 2 0可见 它是一种与或逻辑 其中 与 发生在控制变量 i与传输变量Ii之间 条件是不发生冲突 或 发生在线或逻辑 两路都不使能时 输出为高阻态 保持在前一个状态 35 10 2 2并联 续 上式也可写为 O 1 I1 2 I2 表示 在 1控制下传输I1与 2控制下传输I2发生线或 显然 两个NMOS传输门的并联 可以推广到任意k个传输门的并联 得 O 1 I1 2 I2 k Ik 36 10 2 3串并联 串并联是传输门网络的最基本形式 其电路如图所示 它的输出为 O 1 3 I1 2 4 I2 1 2 I3 3 4 I4 对一个复杂的传输门网络 上式可写为 O P1 I1 P2 I2 Pk Ik 式中Pk是第k路的各控制变量的逻辑乘积 图10 6 37 10 3NMOS反相器 反相器的传输门观点解释NMOS的源极视作传输门的输入端Vi 但是接地 即Vi 0 NMOS的漏极视作传输门的输出端 通过RL接Vdd V 0 MOS管截止 VO Vdd V Vdd MOS管导通 如RL 10k RMOS 1k 则分压比为10 1 VOL Vdd 10 属于低电平 可以作为逻辑 0 于是有VO与V 的逻辑关系正好是一个反相器 输出状态O是输入状态 的非 38 10 3NMOS反相器 反相器的共源放大器观点解释NMOS反相器基本电路 共源放大器 Vi 0 MOS管截止 Vo Vdd Vi Vdd MOS管导通 如RL 10K RMOS 1K 则分压比为10 1 VOL Vdd 10 属于低电平 可以作为逻辑 0 于是有不言而喻 它是一个反相器 输出状态O是输入状态I的非 图10 10 39 10 4NMOS反相器负载电阻的选择 NMOS反相器的负载有四种基本形式 纯电阻负载 工作在饱和区的增强型MOS管负载 耗尽型MOS管负载 工作在非饱和区的增强型MOS管负载 40 10 4 1纯电阻负载RL 电路图 图10 11 41 10 4 1纯电阻负载RL 续 过去曾认为 用扩散电阻做负载 所占硅片面积太大 因而改用有源器件做负载 但是 随着半导体工艺的发展 特别是离子注入技术的进展 在80年代初期 在NMOS数字集成电路中 又开始采用纯电阻负载 不过 采用的是多晶硅电阻 采用多晶硅电阻作负载的反相器目前已广泛用于构造SRAM电路 因为多晶硅的电阻率高 且易于控制 用它来代替耗尽型管负载后 SRAM存储胞的面积可以节省40 42 10 4 1纯电阻负载RL 续 输入低电平ViL当Vi ViLVT时 MOS管导通 如果负载线做在MOS管特性曲线的转折处 则 43 由此可解出VOL 它将是VOH和RL的函数 通常 VOL Vdd 则上式可以简化 得 如果要求反相器输出低电平 低于VOL 则负载电阻RL必须大于该值 10 4 1纯电阻负载RL 续 44 10 4 1纯电阻负载RL 续 反相器的上升沿取决于充电电路 充电电流 ch RLCL 电阻上的压降为 故输出电压Vo为Vo Vdd ichRL Vdd 显然 当Vo上升到VOH时 就可以确定上升沿 45 10 4 1纯电阻负载RL 续 反相器的下降沿取决于放电电路 主要放电路径是CL通过MOS管放电 从VOH放到VOL 从特性曲线上可以看出 整个放电过程中MOS管处于饱和状态 属于恒流放电 其等效电路如图所示 图10 12 46 10 4 1纯电阻负载RL 续 注意 这个电路的计算相当麻烦 因为它有三个电源 1 恒流源Ids 2 电源电压Vdd 3 电容初始电压VOH可以利用叠加原理来计算 它相当于两个电路之和 如图所示 图10 13 47 10 4 1纯电阻负载RL 续 电流源开路的那一部分 它的输出电压VO1可以套用充电电路的结果 电压源短路的那一部分可以转化为电压源形式 如图 图10 14 48 10 4 1纯电阻负载RL 续 这样 总的输出电压Vo为 可以检验 上式是正确的 因为当t 0时 Vo VOH 当t 时 Vo VOL 于是 理论上讲 要t 才能建立低电平VOL 但实际上 放电放到0 1VOL就够了 于是 由此可见 在纯电阻负载的反相器中 上升沿与下降沿主要取决于负载电阻RL的选择 49 10 4 2饱和增强型负载 如图所示 该电路特点是 用增强型MOS管做负载 且它的栅极连到最高电位Vdd 同漏极电位一样 图10 15 50 10 4 2饱和增强型负载 续 为什么称它为饱和增强型负载呢 这是有道理的 栅极与漏极短路 负载实际上是一个二极管 其伏安特性可以从三极管特性中 按照Vds Vgs导出 人们把特性曲线的转折点连起来 可以得到一条曲线 它满足Vds Vgs VT 是非饱和区与饱和区的分界线 如果将这条曲线右移VT值 即可得到满足Vds Vgs的二极管伏安特性 现在 人们就把这条二极管特性作为负载线 而这条二极管特性曲线上任何一点都在原三极管的饱和区内 故称为饱和增强型负载 51 10 4 2饱和增强型负载 续 注意 这条二极管特性曲线的起始点为VT 当Vds VT时 也就是Vgs VT 负载管是不导通的 电流为0 故负载特性必须扣除这一段 如图所示 图10 16 52 10 4 2饱和增强型负载 续 输出高电平VOH当Vi VOL VT时 驱动管截止 在稳定状态下 输出电压可达VOH Vdd VTL 但决不会超过该值 式中VTL是负载管的门限电压 VOH低于Vdd一个VTL值这一特性对于多数逻辑电路是不希望的 但是当人们在模数混合电路中希望实现电平位移功能时 这一特性可望得到利用 53 10 4 2饱和增强型负载 续 输出低电平VOL当Vi VOH VT时 驱动管导通 进入非饱和区工作 但负载管是饱和区工作的 故利用VOL Vdd VOL VOH VT 得 54 10 4 2饱和增强型负载 续 进一步解得 上式说明了 若要求高低电平之比VOH VOL达到10 则驱动管的宽长比 W L D应比负载管的宽长比 W L L大5倍 注意 除了W L不同之外 负载管的结构与驱动管的结构完全一致 照理 这两个管子的门限电压是一样的 然而 负载管有体效应 故VTL VT 55 10 4 2饱和增强型负载 续 上升沿取决于充电电路 从VOL充到VOH我们记得 负载管工作在饱和区 饱和区的电流是恒定不变的 故充电过程是一种恒流充电 因为VgsL VdsL Vdd Vds D Vdd Vo代入得 采用分离变数法 56 10 4 2饱和增强型负载 续 初始条件为 t 0时 Vo VOL 于是 积分得 移项得 显而易见 只有当t 时 Vo才会充到VOH 这也说明了我们为什么不采用定积分直接求解上升时间 而宁愿采用不定积分 间接求解上升时间的理由 57 10 4 2饱和增强型负载 续 为了求解出上升时间 我们把上式改写为 由于它不是指数函数 因而只能近似估计出它的时间常数 等效的充电电阻RL为 58 10 4 2饱和增强型负载 续 实际上 充电是通过饱和增强型MOS管实现的 其充电电流满足下式 它的微分电导为 相应的内阻为 由此可见 等效充电电阻RL就等于饱和增强管内阻在工作点上数值的两倍 59 10 4 2饱和增强型负载 续 下降沿取决于放电电路在研究放电电路时 有两个特点需要注意 1 前面已讲过 驱动管的 W L D比负载管的 W L L大5倍以上 这意味着驱动管的内阻比负载管内阻小得多 故在CL放电期间可以忽略负载管的影响 仅需考虑驱动管的影响 这样 放电电路就可以简化 2 放电是高电平VoH向低电平VoL过渡 开始放电时 驱动管的漏极电压较高 处于饱和区 放电电流是常数 60 10 4 2饱和增强型负载 续 利用上面的公式 可以直接计算电压下降 V所需要的时间 如果Vo下降到这样的程度 达到Vo Vds Vgs VT即 V VoH VoH VT VT时 驱动管进入非饱和区 Ids不再是常数 需要换Ids公式 故这段放电时间tdis1为 从Vo Vds VoH VT开始 下降到VoL 这一段是在非饱和区 放电电流不是常数 故不能用上面的近似公式 只能求解微分方程式 61 10 4 2饱和增强型负载 续 解得 式中 D CLRD 是放电时间常数 是驱动管在线性段上的内阻 现将初始条件t 0 tdis2 Vo VoH VT Vo 代入得 合并得 tf tdis1 tdis2 62 10 4 2饱和增强型负载 续 通常 饱和电流大 放电快 故tdis1 VT VoH VoL 则上式简化为 我们对比充电时间常数 ch与放电时间常数 D 可以发现 区别仅在于 即驱动管的 W L D与负载管的 W L L之比的2倍 显然 放电时间大致只有充电时间的十分之一 换言之 在反相器中 门的延迟 主要来源于缓慢的充电时间 63 10 4 3耗尽型负载 耗尽型负载广泛应用于NMOS电路 其电路符号和特性曲线如图所示 图10 17 64 10 4 3耗尽型负载 续 由于耗尽型管的门限电压是负的 当栅极与源极短路时 管子永远是导通的 这样 当ViVT 驱动管导通 进入非饱和状态时 负载管却是饱和状态 于是 65 10 4 3耗尽型负载 续 若VoL VoH VT 则考虑到有体效应 则VTL应取平均值 或取最坏情况计Ids值 66 10 4 3耗尽型负载 续 上升沿取决于充电电路 因那时驱动管截止 负载管处于饱和状态 故属于恒流充电 如果从VoL充到VoH 则 67 下降沿取决于放电电路 而放电电路同以前的一样 不必重算 下面简单计算一下 就可以知道耗尽型负载反相器的特性是不错的 若Vdd 5V VT 1V VTL 4V VoH 5V VoL 0 5V 则可见 驱动管的宽长比只需比负载管大4倍 因而 L可以大一些 充电时间就可以短 10 4 3耗尽型负载 续 68 10 5CMOS反相器 10 5 1电路图标准的CMOS反相器电路如图所示 注意1 NMOS和PMOS的衬底是分开的 NMOS的衬底接最低电位 地 PMOS的衬底接最高电位 Vdd 图10 18 69 10 5 1电路图 续 注意2 NMOS的源极接地 漏极接高电位 PMOS的源极接Vdd 漏极接低电位 注意3 输入信号Vi对两管来说 都是加在g和s之间 但是由于NMOS的s接地 PMOS的s接Vdd 所以Vi对两管来说参考电位是不同的 70 10 5 2转移特性 在分析CMOS反相器的特性时 注意如下事实 在电路中 PMOS和NMOS地位对等 功能互补它们都是驱动管 都是有源开关 部分的互为负载 它们都是增强型MOSFET对于NMOS有对于PMOS有对输入和输出信号而言 PMOS和NMOS是并联的 ViVtn导通 Vi Vdd Vtp 截止Vi Vdd Vtp 导通 71 10 5 2转移特性 续 在直流电路上 PMOS和NMOS串联连接在Vdd和地之间 因而有Idsn从NMOS的d流向s 是正值 Idsp从PMOS的d流向s 是负值 Vdsn Vdsp Vdd 72 10 5 2转移特性 续 把PMOS视为NMOS的负载 可以像作负载线一样 把PMOS的特性作在NMOS的特性曲线上 如图所示 图10 19 73 10 5 2转移特性 续 整个工作区可以分为五个区域来讨论 1 A区 0 Vi VtnNMOS截止Idsn 0PMOS导通Vdsn VddVdsp 0等效电路如右图所示 图10 20 74 10 5 2转移特性 续 2 B区 Vtn Vi VddNMOS导通 处于饱和区 等效于一个电流源 称之为NMOS平方率跨导因子 PMOS等效于非线性电阻 称之为PMOS平方率跨导因子 在Idsn的驱动下 Vdsn自Vdd下降 Vdsp 自0V开始上升 等效电路如图所示 图10 21 75 10 5 2转移特性 续 3 C区 Vi VddNMOS导通 处于饱和区 PMOS也导通 处于饱和区 均等效于一个电流源 等效电路如右图所示 此时有 图10 22 76 10 5 2转移特性 续 两个电流必须相等 即Idsn Isdp 所以如果 n p 且有Vtn Vtp 则有Vi Vdd 2但是 n 2 3 p 所以应有Wp Lp 2 5Wn Ln由 n p Vtn Vtp和Vi Vdd 2 应有VO Vdd 2 77 10 5 2转移特性 续 比 n p 对转移特性的影响 如下图所示 图10 23 78 10 5 2转移特性 续 4 D区 Vi Vtp与B区情况相反 PMOS导通 处于饱和区 等效一个电流源 NMOS强导通 等效于非线性电阻 等效电路如图所示 图10 24 79 10 5 2转移特性 续 5 E区 Vi Vdd VtpPMOS截止 NMOS导通 Vdsn 0 Vdsp VddIdsp 0等效电路如图所示 图10 25 80 10 5 2转移特性 续 综合上述讨论 CMOS反相器的转移特性和稳态支路电流如图所示 图10 26 81 10 5 2转移特性 续 PMOS和NMOS在5个区域中的定性导电特性 82 10 5 2转移特性 续 对于数字信号 CMOS反相器静态时 或工作在A区 或工作在E区 此时有 Vi 0 I 0 Vo Vdd O 1 Vi Vdd I 1 Vo 0 O 0 从一种状态转换到另一种状态时 有 I 0 I 1 I 1 I 0 Is s 0Ptr 0 Is s 0Pdc 0 83 10 5 2转移特性 续 对于模拟信号 CMOS反相器必须工作在B区和D区之间 反相器支路始终有电流流通 所以Is s 0 Pdc 0 84 10 5 3CMOS反相器的瞬态特性 研究瞬态特性与研究静态特性不同的地方在于必须考虑负载电容 下一级门的输入电容 的影响 脉冲电路上升 下降和延迟时间的定义 既如图所示 tr Vo 10 Vomax Vo 90 Vomax tf Vo 90 Vomax Vo 10 Vomax td Vi 50 Vimax Vo 50 Vomax 图10 27 85 i Vi从1到0 CL充电 如图10 28所示 在此过程中 NMOS和PMOS源 漏极间电压的变化过程为 Vdsn 0 Vdd Vdsp Vdd 0 即1 2 3 原点 CMOS反相器的瞬态特性 图10 28 86 考虑到上拉管导通时先为饱和