《数字基带传输系统》PPT课件.ppt

数字基带系统是数字通信中常用系统 也是研究数字频带传输系统的基础 数字基带信号的波形 码型和频谱特性的设计 以消除码间干扰和如何有效地减小信道加性噪声的影响 以提高系统抗噪声性能是基带传输系统的基本问题 利用实验手段 眼图 可方便地估计数字传输系统性能 利用部分相应和时域均衡可改善数字基带传输性能 教学提示 数字基带传输系统 6 1引言6 2数字基带信号的码型6 3数字基带信号的频谱6 4基带传输中的码间串扰6 5无码间串扰的基带传输系统6 6部分响应系统6 7无码间串扰基带系统的抗噪性能6 8眼图6 9时域均衡 6 1引言 1 概念基带传输 不经过调制而直接传送的方式 即发送端不使用调制器 接收端也不使用解调器 频带传输 使用调制解调器 即发送端使用调制器 接收端使用解调器 2 基带传输特点和频带传输相比 基带传输的优点是 1 设备简单 2 易做成 一机多速率 3 适应性强 3 基带传输系统的模型基带传输系统的模型如图所示 系统中各单元的作用如下 1 信道信号形成器 也叫发送滤波器 用来产生适合于信道传输的基带信号 2 接收滤波器 用来接收信号 并尽可能排除信道噪声和其它干扰 3 抽样判决电路 是在噪声背景下用来判定与再生基带信号的 4 研究基带传输的目的1 在频带传输制式里同样存在基带传输的问题 如码间干扰等 因为信道的含义是相对的 若把调制解调器包括在信道中 如广义信道 则频带传输就变成了基带传输 可以说基带传输是频带传输的基础 2 随着数字通信技术的发展 基带传输这种方式也有迅速发展的趋势 目前 它不仅用于低速数据传输 而且还用于高速数据传输 3 理论上也可以证明 任何一个采用线性调制的频带传输系统 总是可以由一个等效的基带传输系统所替代 本章讨论的主要问题 1 基带信号的频谱特性 随机二进制脉冲序列的功率谱密度 2 基带波形的形成 码间干扰和眼图 3 时域均衡原理 4 部分响应系统 5 无码间干扰的基带系统的性能 传输码 传输码又常称为线路码 的结构将取决于实际信道特性和系统工作的条件 在较为复杂一些的基带传输系统中 传输码的结构应具有下列主要特性 1 能从其相应的基带信号中获取定时信息 2 相应的基带信号无直流成分和只有很小的低频成分 3 不受信息源统计特性的影响 即能适应于信息源的变化 4 尽可能地提高传输码型的传输效率 5 具有内在的检错能力 等等 p96 6 1数字基带信号的码型 数字基带信号 就是消息代码的电波形 现以由矩形脉冲组成的基带信号为例 介绍几种最基本的基带信号波形 1单极性非归零码NRZ NonReturnZero 基带信号的0电位及正电位分别与二进制符号0及1一一对应 此码型不宜传输 原因有1 有直流 一般信道难于传输零频附近的频率分量 2 收端判决门限与信号功率有关 不方便 3 要求传输线有一根接地 应用 机内码 脉冲宽度 等于码元宽度Ts 2双极性非归零码 BNRZ 双极性波形 二进制符号0 1分别与正 负电位相对应的波形 Ts 有正负电平 不能用滤波法直接从NRZ及BNRZ中提取位同步信号 3单极性归零码 RZ 单极性归零波形 电脉冲宽度比码元宽度窄 每个脉冲都回到零电位 Ts 便于获取码元的起始时刻 可用滤波法从RZ中提取位同步信号 NRZ码的缺点都存在 应用 短距离传输 例如 RS232接口 4双极性归零码 BRZ 它是双极性波形的归零形式 由图可见 此时对应每一符号都有零电位的间隙产生 即相邻脉冲之间必定留有零电位的间隔 整流后可用滤波法提取位同步信号 以上四种波形 比较容易实现 常作机内和近距接口的码型 缺点 存在丰富低频分量 不适应进行交流耦合场合 信码序列中若出现长 1 或长 0 串 不归零波形呈现固定电平 当信息码流中各码元间相互独立时 这四种波形各码元取值也相互独立 因而无任何检错能力 5差分码把信息符号0和1反映在相邻码元的相对变化上的波形 电平变化 传号差分码 以相邻码元的电位改变表示符号1 而以电位不改变表示符号0 空号差分码 以相邻码元的电位改变表示符号0 而以电位不改变表示符号1 差分码代表的信息符号与码元本身电位或极性无关 而仅与邻码元的电位变化有关 差分波形也称相对码波形 而相应地称前面的单极性或双极性波形为绝对码波形 6传号交替反转码 AMI 0 5Ts 即占空比为0 5 编码规则 代码的0仍变换为传输码的0 而把代码中的1交替地变换为传输码的 1 1 1 1 此为三电平序列 三元码 伪三进制码 1B 1T码 优点 1 0 1 不等概时也无直流 2 零频附近的低频分量小 3 编译码电路简单 整流后即为RZ码 4 具有检错能力 缺点 连0码多时 AMI整流后的RZ码连0也多 不利于提取高质量的位同步信号 位同步抖动大 律一 二 三次群接口码型 7三阶高密度双极性码 HDB3 把消息代码变换成AMI码 检查AMI码的连0串情况 当没有4个以上连0串时 则这时的AMI码就是HDB3码 当出现4个以上连0串时 四个连0用取代节000V或B00V代替 当两个相邻 V 码中间有奇数个1时用000V 为偶数个1时用B00V B的符号交换反转 V的符号破坏交替反转原则 但相邻V码符号相反 例100000110000100000 HDB31000V0 11 B00 V1000V0 AMI100000 110000 100000 特点 保留了AMI码的优点 克服了AMI连0多的缺点 A律一 二 三次群的接口码型译码规则 当收到的符号序列中出现破坏点V 则断定V符号及其前面的3个符号必是连0符号 从而恢复4个连0 再将所有 1变为 1后便得到原消息代码 8双向码 Manchester码 BPH码1 10 0 01特点 只有两个电平 能提供足够的定时分量 无直流漂移 编码过程简单 但带宽较宽 码元速率加倍 1B 2B码 易于提取位同步信号 用于以太网 9传号反转码CMI码1 11或00 0 011B 2B码特点 能提供足够的定时分量 无直流漂移 编码过程简单 但带宽较宽 码元速率加倍 为PCM4次群接口码型 SDH的接口码型 一 二次群的传输码型 10nBmB码分组码 把原信息码流的n位二进制作为一组 变换为m位二进制码作为新码组 例如 光纤数字传输系统中 通常选择m n 1 5B6B码 用作三次群和四次群的线路传输码型 特点 m n 多出2m 2n种组合 作为禁用码组 从而提高系统传输的性能 114B 3T码适于高速率的传输系统 因为传输速率比1B 1T低 所以可以提高频带利用率 nB mT码 注意 消息代码的电波形并非一定是矩形 矩形方波的频谱很宽 实际传输波形不可能是矩形脉冲 实际应用波形产生是冲击脉冲序列经过一个形成波形的带通滤波器 5 3数字基带信号的频谱 在研究基带传输系统时 对于基带信号频谱的分析是十分必要的 由于基带信号是一个随机脉冲序列 没有确定的频谱函数 所以只能用功率谱来描述它的频谱特性 方法一 由随机过程的相关函数去求功率 或能量 谱密度方法二 将随机序列分解为稳态分量和交变分量分别对稳态分量和交变分量求功率谱密度将第2步的结果进行迭加即可求得总的功率谱密度 1 二进制序列任意随机序列的一个样本如图所示 1 时间波形概念由于是二进制序列 所以只有 和 两种状态 令g1 t 为 信号 g2 t 为 信号 或相反 实际上g1 t 和g2 t 可以是任意脉冲 表达式为 2 功率谱密度的计算方法S t 是随机二进制脉冲序列 一般功率信号的功率谱密度令T 2N 1 Ts 则1 s t 看成是由一个稳态波和一个交变波构成这里的所谓稳态波 即是随机信号s t 的平均分量 其中ST 是ST t 的附氏变换 ST t 是S t 的截短函数 长度为T 稳态波 交变波 第n个码元的统计平均值为 sT t 的平均值 稳态项 sT t 的 交变项 V t 为周期信号 具有离散谱 U t 为随机信号 具有连续谱 2 求稳态波v t 的功率谱密度Pv f 周期信号的功率谱密度的计算 当N VT t V t V t 以TS周期的周期性信号 V t 可展成傅里叶级数 即 其中系数 稳态波的功率谱PV f 是冲击强度取决与 Cm 2的离散线谱 根据离散线谱可以确定随机序列是否包含直流分量 m 0 和定时分量 m 1 3 求交变波u t 的功率谱密度 用u t 截短信号uT t 分析 先求出交变波uT t 的频谱函数的UT 在求其功率谱密度pu 根据uT t 的时域表达式 其频谱函数为 其统计平均为 当m n时 当m n时 交变波的功率谱密度 交变波的功率谱PU f 是连续谱 它与g1 t 和g2 t 的频谱以及出现概率p有关 根据连续谱可以确定随机序列的带宽 4 总的功率谱密度 交变项的连续谱 稳态项中的直流分量 零频离散谱 稳态项非直流频率 为mfs的离散谱 离散谱不存在的条件 即稳态项等于零 离散谱存在的条件 且G1 mfs 和G2 mfs 中至少一个不为零 相同波形二进制随机序列的功率谱密度 NRZ BNRZ RZ BRZ都是此种信号 分析二进制的随机脉冲序列的主要用途有两个 确定二进制随机脉冲序列s t 的带宽 确定在fs处是否存在离散谱 用于数字通信中的定时提取 例5 1 例5 2 例5 3 可见 不能用滤波法从BRZ BNRZ NRZ中提取位同步信号 因为一般p 0 5它们都无离散谱 虽然BRZ中含有离散谱fS 但功率趋于零 5 AMI HDB3码的频谱低频成分弱 功率集中在谱零点以内 位同步提取方法 还可以用锁相环提取位同步信号 5 4基带传输中的码间串扰和噪声 本节主要解决两个问题 1 基带信号的传输过程 2 码间干扰的概念及产生机理 一 数学模型 发送滤波器 基带形成滤波器也叫信道信号形成器 用来产生适合于信道产生的基带信号 信道传输受到的影响 发送滤波器输出的基带信号送入信道 基带信号在传输过程中受到两个因素的影响 1 受到信道特性的影响 使信号产生畸变 2 被加性噪声叠加 使信号产生随机畸变 因此 在接收端需设置一个接收滤波器 接收滤波器 作用有两个 1 抑制带外噪声 2 均衡 调整信号波形 减小信号畸变 提高系统的可靠性 识别电路 作用有两个 1 限幅 整形 2 抽样判决 要在最佳时刻 用最佳门限判决 注意 这里还需要有一个良好的同步系统 用来产生抽样判决器所需要的定时脉冲 我们将发送滤波器 信道 接收滤波器合在一起称为基带形成滤波器 其传递函数为H GT C GR 二 基带信号的传输过程研究目的 引出码间干扰的概念设输入信号为d t 为分析问题方便 设该信号为时间间隔为Ts的一系列冲激 t 所组成 如 式中 an为nTs时刻的码元符号 Ts码元宽度 码元间隔 若令基带传输系统的冲激响应为h t 则 抽样时刻t kTs 信号 系统对第k个码元的响应在t kTS时刻的抽样值码间串扰 系统对其它码元的响应在t kTS时刻的抽样值噪声抽样值 收滤波器对信道噪声的响应在t kTS时刻的抽样值显然 GR 频带越小 噪声影响越小 GR 还受无码间串扰条件的制约 由以上分析可见 影响基带脉冲可靠传输的有害因素有两个 码间干扰和信道噪声 而且二者都依赖于基带传输系统的总的传输函数H 由此可见 要想将码间干扰和噪声减到足够小 应重点讨论 H 应具有怎样的传输特性 问题 如何消除码间干扰 即H 具有什么形式时 基带传输系统具有最好的抗噪声性能 同时还能够消除码间干扰 显然抽样后的信号由三部分组成 有用信号和码间干扰及噪声 0 0 1 0 0 1 t s d t m t r t cp t r kTs m t 有码间串扰 可见 码间串扰可能引起误码 码间干扰 其中 k为整数无码间串扰的基带系统冲击响应除t 0时取值不为零外 其它抽样时刻t kTs上的抽样值均为零 问题 什么样的H 具有这种特性 5 5无码间串扰的基带传输特性 根据上节对码间干扰的物理解释 我们可以得出 若h t 满足下述要求则可做到无码间干扰 不考虑加性噪声 发送设备 信道 接收设备等效为一个带通滤波器 则可将基带系统简化以下的形式 无码间串扰的时域条件 一 无码间干扰的频域条件 所以在t kTs时 有把上式的积分区间用分段积分代替 每段长为2 Ts 则上式可写成作变量代换 令当上式之和一致收敛时 求和与积分的次序可以互换 于是有 若F 是周期为2 Ts的频率函数 则可用指数型傅立叶级数表示h kTs 就是的指数型傅立叶级数的系数 因而有将无码间串扰时域条件带入上式 便可得无码间串扰时 基带传输特性应满足的频域条件该条件称为奈奎斯特第一准则 它为我们提供了检验一个给定的系统特性H 是否产生码间串扰的一种方法 或者写成 物理解释 考虑一个基带传输系统是否满足无码间干扰的条件是将形成网络的传输函数H 分割成宽度为2 Ts的若干段 再全部移到区间 Ts Ts 内叠加 如果能得到等效的理想低通滤波特性则无码间干扰 否则将产生码间干扰 1 理想低通频率特性 理想低通滤波器的截止频率若为w 不产生码间干扰ISI时的最高码元速率为2w 2w称为奈奎斯特速率 结论 具有理想低通传输特性的系统能够实现无码间干扰 且能够达到性能极限 H f wwfh t 01 22 23 2t wcp t RB 2w时无ISIt wcp t RB 2w 0 5时有ISIt w 码间干扰 当时 无ISI 当RB RBmax但时 仍有ISI 无ISI信道频带利用率 分析 当码元传输速率RB 2w时 是否一定满足无码间干扰 问题 理想矩形特性的物理实现极为困难 理想的冲击相应的 尾巴 很长 衰减慢 当定时存在偏差时 可能出现严重的码间串扰 2 升余弦滚降频率特性 B 1 TsRB 1 Ts 显然 升余弦滚降的时域信号不仅满足无码间干扰的条件 而且 拖尾 衰减要快于理想低通的 但是其频带利用率低于理想低通 目前常用的滚降特性有两种 1 直线滚降 2 余弦 或正弦 滚降 小结本节主要围绕码间干扰进行了讨论 要求掌握 1 码间干扰的产生机理 基带传输特性不理想 2 如何消除码间干扰 将基带系统设计成理想低通或等效理想低通的形式 且码元速率为等效带宽的二倍 3 给出基带传输特性 判断是否存在码间干扰 此时的频带利用率为 例5 4 5 6部分响应系统 一 问题的提出总结 根据前面的讨论已知 为了消除码间干扰 必须将基带系统的总传输特性H 设计成理想低通特性或者等效理想低通的形式 1 理想低通 冲激响应为sinx x形状 优点 能达到理论上的极限传输速率 波特 赫 缺点 它是非物理可实现的 为了克服这个缺点 于是又提出了等效理想低通 2 等效理想低通特性优点 物理可实现 缺点 传输效率低 不能达到极限频率传输速率 问题 能否找到一种频带利用率既高 又物理可实现的传输函数呢 答案 部分响应系统 有意识的利用码间干扰 使传输速率达到极限 奈奎斯特第二准则 有控制地在某些码元的抽样时刻引入码间干扰 而在其余码元的抽样时刻无码间干扰 那么就能使频带利用率提高到理论上的最大值 同时可以降低对定时精度的要求 通常把这种波形称为部分响应波形 利用部分响应波形进行信息传送的基带传输系统称为部分响应系统 二 第一类部分响应 概念 对相邻码元的取样时刻产生同极性干扰的一种波形 让两个时间间隔为Ts的sinx x波形相加 相加后的波形为g t 其中Sa x sinx x 该波形即为第一类部分响应的波形 若式中fH为奈奎斯特频带 码元间隔为Ts 显然由于G 不满足等效低通的条件 所以存在码间干扰 g t g1 t g2 t t Ts 10123cp t t Ts 若取样点选在被形成波形的顶部 峰值点 将出现码间干扰 前后码元在本码元的峰值点不为 这一点可由图看出 但是 如果抽样判决时刻并不选在最大值点处 而是选在符号的过渡点上如t 0 那么除了前一相邻码元对判决有影响外 其它码元在此都没有影响 这时 发送码元的间隔仍为Ts Ts 1 2fH 即信号仍以奈氏速率进行传输 仍能达到极限传输速率 对于码元ak 取样时刻定在kTs 那么判决值实际上是前一码元与本码元的和 即 当ak为二进制码元时 状态为0和1 此时ck的输出有三种状态0 1和2 显然 在判决时 若已知ak 1 从ck中减去ak 1 即得ak 出现的问题 错误传播 虽然这种判决方法在理论上是可行的 但只要中途的一个码元发生错误 错误将会传播 相继影响以后的码元 这在应用中受到了限制 克服方法 预编码 如果对输入传输系统的原始信息进行预编码 然后再把编码后的码元经过该系统传输 不但可以避免错误传播 还能使接收系统比较简单 三 解决过渡点判决的问题 预编码 设 输入二进制码元序列为 ak 1 预编码规则 表示逻辑加这种编码方式称为差分编码 即将绝对码变为相对码 bk经过第一类部分响应系统传输后 再判决 判决值为称此为相关编码 表示算术加2 译码从接收端接收判决到的ck中如何恢复ak 3 预编码的作用 1 避免了差错传播 2 具有一定的检错能力 原因 ck 有一定的规律性 1 当ak相邻的两个0之间1的个数为奇数时 ck一定取不同的电平 2 当ak相邻的两个0之间1的个数为偶数时 ck一定取相同的电平 4相关编码作用 使系统的频带利用率达到2B Hz且系统时域响应衰减快 放宽对定时抖动的要求 四 部分响应系统的数学模型 其中 代表模L加 Ts为码元持续时间过程总结 预编码 相关编码 模L判决 过程 例 ak11101001当ak为L电平时 L进制 bk10110001Ck为2L 1电平 bk 101011000ck11121001 ck 11101001实际系统中并不存在单独的相关编码器和理想低通滤波器 G f G T f C f GR f m f 的基本波形对应的付氏变换为Gm f G f Gm f G f GT f GR f C f GT f G T f Gm f 五 部分响应系统的推广 第一类部分响应系统是将两个时间间隔为Ts的Sa x 相加 推广到N个时间间隔为Ts的Sa x 相加 有其中R1 R2 RN为n个冲激响应波形的加权系数 其取值可为正 负整数 包括取 值 g t 的频谱函数G 为根据加权系数Rm m 1 2 N 的取值不同 将会有不同的相关编码形式 若输入序列为bk 则预编码过程 在接收端 对判决输出的ck进行模L处理 即可得到消息信号ak 5 6 12 目前常见的部分响应波形有五类 其定义及各类波形 频谱示于表5 6 1之中 从表中看出 各类g t 的频谱在1 2Ts处为零 并且有的G 在零频处也出现零点 如 类 通过相关编码技术实现的频谱结构的变化 对实际系统提供了有用的条件 在实际应用中 第 类部分响应用得最广 结论 采用部分响应波形 能实现 波特 赫的频带利用率 而且通常它的 拖尾 衰减大 收敛快 还可实现简单频谱结构的变化 最后需要指出 由于当输入数据为 进制时 部分响应波形的相关编码电平数要超过 个 因此 在同样输入信噪比条件下 部分响应系统的抗噪声性能将比零类响应系统的要差 这表明 为获得部分响应系统的优点 就需要花费一定的代价 可靠性下降 5 7无码间串扰基带系统的抗噪声性能 影响数据可靠传输的因素有两个 1 码间干扰 当传输特性满足一定的条件时可消除 2 信道噪声 即高斯白噪声 时时刻刻存在于系统中 而且是不可消除的 它对传输数字信号的危害 引起误码 将 1 信号错判为 0 信号 或使 0 错判为 1 本节主要讨论基带传输系统的误码率 前提条件 无码间干扰 一 误码的产生 以双极性信号为例 判决规则 样值大于0电平 判为 1 样值小于0电平 判为 0 即判决门限为0 无噪声的情况 加入识别电路的波形如图5 7 1所示 有噪声的情况 加入识别电路的波形如图5 7 2所示 仍按上述规则判决 则将出现错码 这一节只定性说明了误码 主要任务定量的求出误码率 二 误码率计算 1双极性信号抽样判决时刻噪声或信号的幅度概率密度函数 进行误码率分析 nR KTS n 取样时刻信号 噪声分量 nR KTS n 高斯随机过程 均值为0 方差为 n2 1 识别电路前信号的概率密度函数噪声一维概率密度为 在一个码元持续时间内 抽样判决器输入端得到的波形可表示为 当发送 1 和 0 时A nR t 和 A nR t 的一维概率密度分别为 2 平均误码率 对于二进制信号 设判决门限为Vd 当抽样值大于Vd时 判为 小于Vd时 判为 平均误码率与判决门限Vd有关 最佳门限电平 使平均误码率最小的判决门限电平 最佳判决门限电平 等概率二进制系统p 0 p 1 0 5pe 0 5p 1 0 0 5p 0 1 p 1 0 p 0 1 2单极性信号 1 信号的幅度为A 0 信号的幅度为0 当0 1码等概时 即p 0 p 1 Vd A 2此时 有 结论 单极性的误码率数值比双极性的高 所以单极性的抗噪声性能不如双极性的好 3 三元双极性信号 此时抽样判决器前的信号为若p 1 p 1 1 4p 0 1 2 结论 三元双极性码的误码率比单极性的高 与误码率有关的因素 信号功率越大 Pe越小 噪声功率越小 Pe越小 码间串扰越小 Pe越小 位同步抖动越小 Pe越小 码速率越小 Pe越小 因RB小 接收滤波器带宽小 噪声功率小 5 8眼图 一 概念眼图的观察方法 用一个示波器跨接在接收滤波器的输出端 然后调整示波器水平扫描周期 使其与接收码元的周期同步 就可以观测出码间干扰和噪声的影响 示波器显示的这种图形称为眼图 眼图的作用 通过实验的手段方便地估计系统的抗噪声性能 从示波器显示的图形上 可以观察出码间干扰和噪声的影响 从而估计出系统性能的优劣 眼图的命名 由于在传输二进制信号波形时 示波器显示的眼图象人的眼睛 因而称其为眼图 二 眼图的形成1 无加性噪声首先不考虑噪声和码间干扰的影响 此时一个二进制的基带系统将接收滤波器输出端得到的一个基带脉冲序列 观察存在码间干扰时的眼图 由于存在码间干扰 示波器的扫描迹线就不能完全重合 于是形成的迹线较粗且不清晰 比较两图 当波形无码间干扰时 眼图像一只完全张开的眼睛 当波形存在码间干扰时 眼图将部分闭合 由此可见 眼图的 眼睛 张开大小将反映码间干扰的强弱 2 存在加性噪声时当存在噪声时 噪声叠加在信号上 因而眼图的迹线更不清晰 于是眼睛张开就更小 注意 从图形上并不能观察随机噪声的全部形态 例如出现机会少得大幅度噪声 由于它在示波器上一晃而过 因而用人眼是观察不到的 所以 在示波器上只能大致估计噪声的强弱 三 眼图模型1 最佳抽样时刻 应选在 眼睛 的最大张开时刻 2 判决门限 眼图中央的横轴位置对应判决门限 3 对定时误差的灵敏度 图斜边的斜率表示系统对定时误差的灵敏度 斜边越陡 对定时误差越灵敏 即要求定时准确 4 信号的畸变范围 图的阴影区的垂直高度表示信号的畸变范围 5 噪声边际 在抽样时刻上 上下两阴影区的间隔距离之半为噪声的容限 即若噪声瞬时值超过这个容限 就可能发生错误判决 6 非线性失真 眼图在垂直方向的不对称性 表示信道中存在非线性失真 5 9时域均衡 一 均衡的一般概念1 均衡概念 对系统中的线性失真进行校正的过程称为均衡 2 线性失真包括以下两个方面 1 振幅频率失真 衰减失真 2 相位失真 群迟延失真 3 线性失真的影响对传输数字信号 主要危害是引起波形的畸变从而产生码间干扰 4 均衡方法1 频域均衡目的 实现无失真传输 内容 包括幅度均衡和相位均衡 特点 简单 实用 便于硬件电路实现应用 语音通信系统中的幅度均衡 有理函数均衡和升余弦波均衡 2 时域均衡目的 消除判决时刻的码间干扰 方法 利用具有可变增益的多抽头横向滤波器来实现 特点 计算较复杂 应用 信息处理系统 一般需要DSP处理 二 横向滤波器的基本结构和减小码间干扰原理 1 基本原理用于补偿码间干扰的滤波器 利用可调滤波器的频率