高频电路原理与分析-第6章振幅调制、解调与混频.ppt

第六章振幅调制 解调与混频 6 1振幅调制6 2调幅信号的解调6 3混频6 4混频器的干扰 1振幅调制 6 1 1振幅调制概述调制与解调电路是通信 广播 测量等系统中的基本电路之一 为频率变换电路 非线性电路 调制的其他应用如 直流放大器 6 1 2调幅的方法与电路一 乘法器调幅 为四象限乘法器实际典型值 vc 60mv v 300mv 输出载波抑制可达60dB 二 开关型调幅电路要求 Vc V 即 vc等效为开关函数S t 1 双二极管平衡调幅电路 设 二极管导通电阻为RD 等效负载为2RL对于D1 D2 vc是共模信号 在RL上相消 v 是差模信号 v S t 在RL上相加 2 二极管环型调幅电路 i5 i1 i4i6 i2 i3i i5 i6 i1 i4 i2 i3 i1 i2 i4 i3 i1 i2 同上 3 二极管桥型调幅电路无变压器 较实用 四个二极管同时导通和截止 上述方法均要求参数完全对称 4 开关型调幅电路实例 对于D1 D2 vc仍是共模信号 v 仍是差模信号 负载上得到的电流同 1 三 晶体管调幅电路基极 发射极 调幅 v 控制基极 发射极 电压 集电极 漏极 调幅 v 控制集电极 漏极 电压 由选频网络选出vo 已调信号 1 基极调幅电路 发射极调幅电路 vbe VBB v vc VBB V cos t Vccos otv vc幅度不同时 1 v vc均较小采用幂级数法分析 产生调幅波 因非线性失真大 很少使用 2 v 较小 几mv 几十mv vc较大 几百mv 采用时变参量法分析 3 v 小 几mv vc大 0 5 1v 采用开关函数法分析 调幅系数m 1 线性范围小 4 v vc均较大 常用 工作于 甲乙类 欠压状态 工作 90 120度过压工作时 vce变化小 基极调幅特点 1 所需v 功率小 用于小功率发射机 2 m不可太大 否则易包络失真 3 集电极效率低 欠压工作 2 集电极调幅电路v 使集电极 电源 电压V 发生变化 实现调幅 可见 在欠压区 输出的基波电压的幅度不随Vcc的变化而变化 故 过压工作 可实现调幅 集电极调幅特点 1 因过压工作 高 与m无关 用于大功率调幅发射机 2 要求v 提供较大的驱动功率 3 m较大时 调幅波非线性失真 3 多重调幅原理 改善线性度 实际工作中 基极 集电极调幅均有非线性失真 例 集电极调幅 VBB Vcc不变 当Vcemin随Vcc t 减小时 Ic1下降过快 呈非线性关系 调制特性曲线向下弯曲 解决方法 Vcc减小时 Vbemax相应减小 Vcc增大时 Vbemax相应增大 即 Vbemax与Vcc t 按相同的调制规律变化 双重调幅 1 采用自给偏压电路 VBB Ib0Rb在过压区 V Vcc t Ib0 Vbemax VBB Vc V Vcc t Ib0 Vbemax VBB Vc 2 采用双重调幅电路 集电极 基极双重调幅集电极调幅时 部分v 调基极偏压 使 Vcc t 时 VBB t 同时 Vcc t 时 VBB t 同时 集电极 集电极双重调幅对相邻的末前级和末级 采用相同的v 同时进行集电极调幅 即 末级Vcc t 时 VBB t 末前级Vcc 末级Vcc t 时 VBB t 末前级Vcc 6 1 3单边带调制一 特点 1 压缩频带 2 节省功率 3 受传播条件 衰落和相移 的影响小 4 设备复杂 二 单边带产生方法 一 滤波法 难点 接近理想的带通滤波器难以实现 解决 1 频率由低到高 多级相乘和滤波 2 采用VSB 二 相移法 难点 多频工作时 调制信号的宽带相移难以实现 调幅信号的解调 6 2 1调幅解调的方法振幅解调方法可分为包络检波和同步检波两大类 包络检波是指解调器输出电压与输入已调波的包络成正比的检波方法 由于AM信号的包络与调制信号成线性关系 因此包络检波只适用于AM波 其原理框图如图6 30所示 图6 30包络检波的原理框图 图6 31同步解调器的框图 同步检波又可以分为乘积型 图6 32 a 和叠加型 图6 32 b 两类 它们都需要用恢复的载波信号ur进行解调 图6 32同步检波器 6 2 2二极管峰值包络检波器 1 原理电路及工作原理 图6 33 a 是二极管峰值包络检波器的原理电路 它是由输入回路 二极管VD和RC低通滤波器组成 式中 c为输入信号的载频 在超外差接收机中则为中频 I 为调制频率 在理想情况下 RC网络的阻抗Z应为 图6 33二极管峰值包络检波器 a 原理电路 b 二极管导通 c 二极管截止 图6 34加入等幅波时检波器的工作过程 从这个过程可以得出下列几点 1 检波过程就是信号源通过二极管给电容充电与电容对电阻R放电的交替重复过程 2 由于RC时常数远大于输入电压载波周期 放电慢 使得二极管负极永远处于正的较高的电位 因为输出电压接近于高频正弦波的峰值 即Uo Um 3 二极管电流iD包含平均分量 此种情况为直流分量 Iav及高频分量 图6 35检波器稳态时的电流电压波形 图6 37输入为AM信号时检波器的输出波形图 图6 37输入为AM信号时 检波器二极管的电压及电流波形 图6 38包络检波器的输出电路 2 性能分析 1 传输系数Kd 检波器传输系数Kd或称为检波系数 检波效率 是用来描述检波器对输入已调信号的解调能力或效率的一个物理量 若输入载波电压振幅为Um 输出直流电压为Uo 则Kd定义为 6 43a 6 43b 由于输入大信号 检波器工作在大信号状态 二极管的伏安特性可用折线近似 在考虑输入为等幅波 采用理想的高频滤波 并以通过原点的折线表示二极管特性 忽略二极管的导通电压VP 则由图6 35有 6 44 6 45 式中 uD ui uo gD 1 rD 为电流通角 iD是周期性余弦脉冲 其平均分量I0为 式中 0 1 为电流分解系数 由式 6 43 a 和图6 35可得 基频分量为 6 47 6 47 6 48 由此可见 检波系数Kd是检波器电流iD的通角 的函数 求出 后 就可得Kd 由式 6 47 Uo I0R 有 6 49 等式两边各除以cos 可得 6 50 当gDR很大时 如gDR 50时 tan 3 3 代入式 7 50 有 6 51 图6 39Kd gDR关系曲线图 图6 40滤波电路对Kd的影响 2 输入电阻Ri 检波器的输入阻抗包括输入电阻Ri及输入电容Ci 如图6 41所示 输入电阻是输入载波电压的振幅Um与检波器电流的基频分量振幅I1之比值 即 6 52 输入电阻是前级的负载 它直接并入输入回路 影响着回路的有效Q值及回路阻抗 由式 6 47 有 6 53 图6 41检波器的输入阻抗 当gDR 50时 很小 sin 3 7 cos 1 2 2 代入上式 可得 3 检波器的失真 1 惰性失真 在二极管截止期间 电容C两端电压下降的速度取决于RC的时常数 图6 42惰性失真的波形 为了避免产生惰性失真 必须在任何一个高频周期内 使电容C通过R放电的速度大于或等于包络的下降速度 即 6 55 如果输入信号为单音调制的AM波 在t1时刻其包络的变化速度为 6 57 二极管停止导通的瞬间 电容两端电压uC近似为输入电压包络值 即uC Um 1 mcos t 从t1时刻开始通过R放电的速度为 将式 6 57 和式 6 57 代入式 6 55 可得 实际上 不同的t1 U t 和Cu的下降速度不同 为避免产生惰性失真 必须保证A值最大时 仍有Amax 1 故令da dt1 0 得 代入式 6 58 得出不失真条件如下 6 59 6 70 6 71 图6 43底部切削失真 2 底部切削失真 底部切削失真又称为负峰切削失真 产生这种失真后 输出电压的波形如图6 43 c 所示 这种失真是因检波器的交直流负载不同引起的 因为Cg较大 在音频一周内 其两端的直流电压基本不变 其大小约为载波振幅值UC 可以把它看作一直流电源 它在电阻R和Rg上产生分压 在电阻R上的压降为 6 72 调幅波的最小幅度为UC 1 m 由图6 43可以看出 要避免底部切削失真 应满足 6 73 6 74 图6 44减小底部切削失真的电路 4 实际电路及元件选择 图6 45检波器的实际电路 根据上面诸问题的分析 检波器设计及元件参数选择的原则如下 1 回路有载QL值要大 2 为载波周期 3 4 5 5 二极管并联检波器 除上面讨论的串联检波器外 峰值包络检波器还有并联检波器 推挽检波器 倍压检波器 视频检波器等 这里讨论并联检波器 图6 47并联检波器及波形 a 原理电路 b 波形 c 实际电路 根据能量守恒原理 实际加到并联型检波器中的高频功率 一部分消耗在R上 一部分转换为输出平均功率 即 当Uav UC时 UC为载波振幅 有 6 75 7 小信号检波器 小信号检波是指输入信号振幅在几毫伏至几十毫伏范围内的检波 这时 二极管的伏安特性可用二次幂级数近似 即一般小信号检波时Kd很小 可以忽略平均电压负反馈效应 认为 6 77 6 77 将它代入上式 可求得iD的平均分量和高频基波分量振幅为 若用 Iav Iav a0表示在输入电压作用下产生的平均电流增量 则 6 78 相应的Kd和Ri为 6 79 6 70 若输入信号为单音调制的AM波 因 c 可用包络函数U t 代替以上各式中的Um 6 71 图6 47小信号检波 6 2 3同步检波1 乘积型 设输入信号为DSB信号 即us Uscos tcos ct 本地恢复载波ur Urcos rt 这两个信号相乘 6 72 经低通滤波器的输出 且考虑 r c c在低通滤波器频带内 有 6 73 由上式可以看出 当恢复载波与发射载波同频同相时 即 r c 0 则uo Uocos t 6 74 无失真地将调制信号恢复出来 若恢复载波与发射载频有一定的频差 即 r c cuo Uocos ctcos t 6 75 引起振幅失真 若有一定的相差 则uo Uocos cos t 6 77 图6 48几种乘积型解调器实际线路 2 叠加型 叠加型同步检波是将DSB或SSB信号插入恢复载波 使之成为或近似为AM信号 再利用包络检波器将调制信号恢复出来 对DSB信号而言 只要加入的恢复载波电压在数值上满足一定的关系 就可得到一个不失真的AM波 图6 49就是一叠加型同步检波器原理电路 设单频调制的单边带信号 上边带 为us Uscos c t Uscos tcos ct Ussin tsin ct 恢复载波ur Urcos rt Urcos ctus ur Uscos t Ur cos ct Ussin tsin ct Um t cos ct t 6 77 式中 6 78 6 79 6 80 式中 m Us Ur 当m Us时 上式可近似为 6 81 6 82 图6 49叠加型同步检波器原理电路 图6 50平衡同步检波电路 采用图6 50所示的同步检波电路 可以减小解调器输出电压的非线性失真 它由两个检波器构成平衡电路 上检波器输出如式 6 82 下检波器的输出uo2 KdUr 1 mcos t 6 83 则总的输出uo uo1 uo2 2KdUrmcos t 6 84 6 3混频 6 3 1混频的概述 6 3 2晶体管混频 6 3 3场效应管混频 6 3 4集成混频电路 6 3 5晶体管平衡混频器 6 3 6参量混频 6 3 1混频的概述1 混频器的功能 混频器是频谱线性搬移电路 是一个六端网络 它有两个输入电压 输入信号us和本地振荡信号uL 其工作频率分别为fc和fL输出信号为uI 称为中频信号 其频率是fc和fL的差频或和频 称为中频fI fI fL fc 同时也可采用谐波的差频或和频 混频与变频变频 本振与混频合为一个管混频 混频独立为一个管 图6 51混频器的功能示意图 图6 52三种频谱线性搬移功能 a 调制 b 解调 c 混频 2 混频器的工作原理 设输入到混频器中的输入已调信号us和本振电压uL分别为us Uscos tcos ct uL ULcos Lt这两个信号的乘积为 6 85 6 86 图6 53混频器的组成框图 本振为单一频率信号 其频谱为FL c c 输入信号为己调波 其频谱为Fs 则 6 87 图6 54混频过程中的频谱变换 a 本振频谱 b 信号频谱 c 输出频谱 四 混频器的分析方法1 vs o vL L 幅度均较小采用幂级数法 v Vo V1cos 1t V2cos 2t代入幂级数展开式 取前四项 得 含有 2 vs o 小 vL L 大采用时变参量法 6 34式 含有 3 乘法混频器 3 混频器的主要性能指标 1 变频增益 变频电压增益定义为变频器中频输出电压振幅UI与高频输入信号电压振幅Us之比 即 6 88 同样可定义变频功率增益为输出中频信号功率PI与输入高频信号功率Ps之比 即 6 89 2 噪声系数 混频器的噪声系数NF定义为 通常用分贝数表示变频增益 有 6 90 6 91 输入信噪比 信号频率 输出信噪比 中频频率 6 92 3 失真与干扰 变频器的失真有频率失真和非线性失真 除此之外 还会产生各种非线性干扰 如组合频率 交叉调制和互相调制 阻塞和倒易混频等干扰 所以 对混频器不仅要求频率特性好 而且还要求变频器工作在非线性不太严重的区域 使之既能完成频率变换 又能抑制各种干扰 4 变频压缩 抑制 在混频器中 输出与输入信号幅度应成线性关系 实际上 由于非线性器件的限制 当输入信号增加到一定程度时 中频输出信号的幅度与输入不再成线性关系 如图6 55所示 图8 55混频器输入 输出电平的关系曲线 5 选择性 混频器的中频输出应该只有所要接收的有用信号 反映为中频 即fI fL fc 而不应该有其它不需要的干扰信号 但在混频器的输出中 由于各种原因 总会混杂很多与中频频率接近的干扰信号 4 对混频器的主要要求1 信号失真小 仅对信号载频进行变换 保持原AM波的包络变化 和原FM波的频率变化2 噪声系数小 因混频器处于系统前端 3 混频增益大 可提高灵敏度和系统信躁比 4 选择性好 抑制组合频率和干扰 6 3 2晶体管混频一 基本电路 a 电压串连方式 b 电流并联方式 带通滤波器 选频网络 中心频率 i L o保证输出vi i 的通带 与输入vs o 的通带相同 二 混频原理采用时变参量分析法输入信号vs t 几mv 在不同工作点 跨导 处 瞬时为线性放大 本振信号vL t 50 200mv 改变工作点的周期性函数 讨论 三 晶体管混频器主要参数 工作状态选择 例 小于10MHz工作时 为使Apc大 Nf小 综合选择 Ie 0 2 1mA VL 50 250mV gC UL的关系 gC Eb的关系 四 实例1 电视机混频电路 1 回路并接1 2K 降低Q值 2 强耦合 以保证8MHz的全电视信号通过 2 Ie 2mA 略大 可提高Apc 前有高放级 Nf影响较小 2 广播接收机变频电路 中波AM收音机的变频电路 FM收音机变频电路 6 3 3场效应管混频双极性晶体管 含有许多高次方项 易产生组合频率干扰和失真 场效应管的平方律特性 可避免出现高次项 且v2项的系数为常数 可减少组合频率干扰和失真 一 混频原理 结型场效应管 二 混频电路 a 结型 b 双栅MOS型 三 场效应管混频特点1 iD中无高次项 组合频率干扰小 动态范围大 vs可较大 输入 输出阻抗大 2 混频增益较低 收音机 电视机较少应用 6 3 4集成混频电路一 简单差动对管混频 为二象限乘法器混频 当vs较小时 ic中有Kv1v2项 经LC回路 可选出下中频项 i L o 二 双差动模拟乘法混频电路四象限乘法器 优点 抑制中频干扰能力强 寄生频道 组合信号少 互调和交调失真小 噪声低 且 vL vs 可互换 时也无包络失真 但增益 三 ULN 2204单片收音机混频及本振电路 四 MC1596乘法器混频电路 6 3 5晶体管平衡混频器晶体三级管混频器 优点 增益 1缺点 动态范围小 vs 几mv 噪声较大 组合频率干扰大 本振信号易向外辐射 工作频率低 几百MHz 晶体二级管混频器 可克服上述缺点 缺点 增益 1 一 二极管平衡混频器结构与分析方法同平衡调幅 中频输出 二 二极管环行混频器 滤波后 三 其它混频电路 两管参数对称时 奇次项相互抵消 可减少干扰 差动平衡混频器 图中输入变压器是用磁环绕制的平衡 不平衡宽带变压器 加负载电阻200 以后 其带宽可达0 5 30MHz XCC型乘法器负载电阻单边为300 带宽为0 30MHz 因此 该电路为宽带混频器 图6 105用模拟乘法器构成混频器 图6 106场效应管混频器的实际线路 6 3 6参量混频非线性元器件 1 非线性电阻 有损 有噪声 利用器件 晶体管 场效应管 的非线性电阻特性 将 直流能量 交流能量 几百MHz 2 非线性电抗 1 电容 无损 低噪声 交流能量 交流能量 GMHz 2 电感 损耗 噪声高于电容 交流能量 交流能量 低于电容 一 非线性电容的能量转换原理 线性电容 非线性电容的特例 v与q之间在一定条件下为线性关系 C为常数 标称值 非线性电容 变容二极管 q f v f 为非线性函数关系 即C值不是常数 设 非线性电容无损 单值非线性在C上加两不同频率信号 因为q与v间为非线性关系 则 vc不再是q的波形 即vc产生失真 出现新的频率分量fm n mf1 nf2 m n为含零正整数 理想C不消耗能量 也不产生能量 只是将信号支路交流能量 负载支路交流能量 参量电路的一般模型 图中 f1 f2为信号支路频率 vs1 vs2提供能量 正Pi 0 f1 f2 2f1 f2 为负载支路频率 负载电阻消耗能量 负Po 0 故有 因为f1 f2恒为正值 则上式要求 为 门雷 罗威关系式 表明理想无损非线性电容器 在各组合频率分量之间平均功率分配关系 可说明参量电路 在实现各种功能时能量的转换过程 二 参量倍频电路模型和实际电路 仅有两条支路 激励vs f1 m 1 f2 0负载R nf1 m n f2 0门雷 罗威关系为 因P1 f1为正 nPn必为负 即 f1输入信号能量 经理想非线性电容 变容二极管 全部转换为负载nf1输出信号能量 理想转换效率为100 实际为70 80 但仍高于丙类倍频 3 4次倍频时10 30 等电路 故高次倍频均采用参量倍频 例 并联型参量倍频电路 图11 19 转换效率为71 三 参量混频 门 罗关系为 PL 振荡源 泵源 为正 提供能量 Ps 信号源 Pi 中频负载 为负 消耗能量 因为 所以 下混频 fifo 则 效率 1 四 参量放大器 下混频的另一应用 负载RL接在fo支路上 RL的能量由vs和vp vL 提供 fi支路为空闲支路 反向混频所必需的支路 fp 2fo时 fo支路与fi支路合并 称为简并式参量放大器 混频器的干扰 主要干扰有 1 信号与本振的自身组合干扰2 外来干扰与本振的组合干扰1 中频干扰2 镜像干扰 3 组合副波道干扰3 交叉调制干扰 交调干扰 4 互调干扰5 包络失真和阻塞干扰 6 倒易混频 6 4 1组合频率干扰1 组合频率干扰在中频附近 通带内 时难以消除 2 输入vs之外 存在邻波道信号vm 可产生寄生频道干扰和交叉调制失真 3 vs幅度较大时 易产生寄生调幅 包络失真 一 组合频率干扰vs与vs的不同谐波的一些组合频率分量 若在中频附近的信号通带内 无法滤除 产生组合频率干扰 例如 晶体三极管ic中的组合频率分量fp q pfL qfo 例1 接收vs的2fo 931kHz 中频fi 465kHz则本振vL的fL 1396kHz若 fp q 2fo fL 1862 1396 466kHz466kHz在中频附近通带内 无法滤除 因检波器的非线性作用产生 466 465 1kHz 差拍信号干扰 哨声 克服方法 减小器件非线性 采用平方律器件 重新选择中频 例2 fo 930kHz fi 465kHz 则fL 1395kHzfL fo 1395 930 465kHz 有用fi 2fo fL 1860 1395 465kHz 无用fi 中频干扰 6 4 2外来干扰与本振的组合干扰 这种干扰是指外来干扰电压与本振电压由于混频器的非线性而形成的假中频 设干扰电压为uJ t UJcos Jt 频率为fJ 接收机在接收有用信号时 某些无关电台也可能被同时收到 表现为串台 还可能夹杂着哨叫声 在这种情况下 混频器的输入 输出和本振的示意图见图6 109 图6 109外来干扰的示意图 如果干扰频率fJ满足式 6 104 即 就能形成干扰 式中 fL由所接收的信号频率决定 用fL fc fI代入上式 可得 6 107 1 中频干扰 当干扰频率等于或接近于接收机中频时 如果接收机前端电路的选择性不够好 干扰电压一旦漏到混频器的输入端 混频器对这种干扰相当于一级 中频 放大器 放大器的跨导为gm t 中的gm0 从而将干扰放大 并顺利地通过其后各级电路 就会在输出端形成干扰 图6 70抑制中频干扰的措施 a 提高选择性 b 加中频陷波电路 2 镜像干扰 设混频器中fL fc 当外来干扰频率fJ fL fI时 uJ与uL共同作用在混频器输入端 也会产生差频fJ fL fI 从而在接收机输出端听到干扰电台的声音 fJ fL及fI的关系如图6 71所示 图6 71镜像干扰的频率关系 例1 fo 1070kHz fi 465kHz fL 1535kHz fM 1000kHzfL fo 1535 1070 465kHz 有用fi 2fo fL 2000 1535 465kHz 无用fi 中频干扰 计算 p 1 q 2fM pfL fi q 1535 46