LTE物理层协议总结三.doc

4.13 信道估计4.13.1 信道估计简介1.有哪些信道估计方法 (1) 盲估计与半盲估计 (2) 基于导频的信道估计 （3）基于训练序列的信道估计2. 信道估计的作用(1)抵抗衰落，用估计结果来抵消各个子信道衰落的影响，从而在接收端获得正确的解调。(2)在OFDM无线通信系统中一般采用多进制调制方式，如MQAM调制方式，这就需要在接收端进行相干解调。由于无线信道的传输特性是随时间变化的，因此相干解调就要用到信道的瞬时状态信息，所以在系统接收端需要进行信道估计，以获得无线信道的瞬时传输特性(3)信道估计还可以用来纠正频率偏移造成的信号正交性的破坏(4)对于结合MIMO技术的OFDM系统来说，空时检测或空时解码一般要求己知信道状态信息，因此这时的信道估计及估计的准确性就尤为重要(5)对于闭环系统，如OFDM自适应调制系统、MIMO一OFDM自适应调制系统、结合信道信息采用改进空时编码发射机的MIMO系统等，发射机端同样要求得到信道状态信息3.各种方法的基本原理及准则 原理（1）盲估计：不需要发送辊发送特殊的训练序列，但是接收须接收到足够多的数据符号，以得到可靠的信道估计，但有 很大的处理延时。（2）基于导频：发送端适当位置插入导频，接收端利用导频恢复出导频位置的信道信息，然后利用某种处理手段(如内插、滤波、 变换等)获得所有时段的信道信息。准则 (1) 最小平方误差准则(Least Square error law，LS)(2)最小均方误差( Minimum Mean Square Error law，MMSE)（3）最大似然准则 主要用于盲估计4.依据各种方法使用条件及优缺点来确定选用何种估计方法（1） 盲估计：优点 盲估计可以大大提高系统的传输码率。 缺点：很大的处理延时（2） 基于训练序列和导频的信道估计 比较成熟 经过考虑我们选定基于导频和基于训练序列的信道估计算法OFDM系统的数学模型 信道估计就是通过已知导频的X和接收信号Y根据某种准则先求导频处信道的频率响应H。常见的导频类型梳状导频 这类导频用于信道变化较快的情况，即信道的相邻频响之间变化很大。导频结构如下图所示，图中导频位置沿频率方向等间隔分布，而在有导频分布的子信道中沿时间方向所有位置上全部插入导频。块状导频 矩形状导频 这类导频用于信道变化不太快也不太慢的情况。导频结构如下图所示，图中导频符号延时间，频率方向都是等间隔分布的，基于导频的信道估计图4-1半盲估计算法：以两收两发MIMO系统为例，对于第i根天线上第n个OFDM块中第k个子载波上的信号，其频率响应可表示为： 备注：此算法不是最简的 有待改进。半盲估计的改进算法：基于导频的信道估计算法（基于导频的二维信道估计） 改进 基于导频的低秩二维信道估计算法由导频出的频响估计整个信道的频响的方法有好几种，综合考虑，选定了DFT插值法 DFT插值法（还有其他插值法，综合比较后确定dft插值法）7.信道估计在上行及下性链路中的定位4.13.2 基于各类型参考信号的信道估计算法4.13.2.1 下行参考信号的信道估计1. 小区专用参考信号（常规CP）小区专用参考信号（扩展CP）算法设计（一维信道估计算法）先进性频域估计再进行时域估计说明：本项目的信道估计算法都统一用一维信道估计算法，先对频域进行估计，再对时域进行估计。下面以下行常规CP小区专用参考信号端口的估计分别进行设计，设计思想基本相同，算法以天线端口0为例X（L，k）表示第L个时隙的第k个子载波设X0p=X（0，0） X（0，6） X（0，12）X（0，6k），其中k=0，1，2Y0p=Y（0，0） Y（0，6） Y（0，12）Y（0，6k），其中k=0，1，2其中X0p为L=0时插入的导频符号，Y0p为L=0时收到的导频处的值。根据X0p，Y0p再用LMMSE准则估计出的值，将X0p，Y0p分别写作X0p=X1，X2，X3，XNp-1，Y0p=Y1，Y2，Y3，YNp-1，用LMMSE准则估计的具体步骤如下：【由于LMMSE准则要用到LS的结果，所以先将LS准则的结果如下:即：= * Y0p】【LMMSE准则要以MMSE准则为基础，MMSE准则如下：l】基于LMMSE准则的信道估计所以= 其中Q=由上式可见只要知道RHH就能得到导频处的信道响应，假定OFDM系统是在时变多径衰落信道中工作，系统的抽样间隔为Ts，循环前缀为L,信道可用下式表示：接下来用DFT插值算法求得L=0处所有符号出的频率响应。DFT插值算法如下：到此为止天线端口0的L=0处各个符号的信道响应已经求出，L=1,2,3时的OFDM符号没有导频插入，L=4处OFDM符号有导频插入，当L=4时， 设X4p=X（4，3） X（4，9） X（4，15）X（0，3+6k），其中k=0，1，2Y4p=Y（4，3） Y（4，9） Y（4，15）Y（0，3+6k），其中k=0，1，2其中X4p为L=4时插入的导频符号，Y4p为L=4时接收端收到的导频处的值。根据X4p，Y4p再用LMMSE准则估计出的值，将X4p，Y4p分别写作X4p=X1，X2，X3，XNp-1，Y4p=Y1，Y2，Y3，YNp-1，用LMMSE准则估计的值，L=4处的信道频率响应也用同样的方法求得， ，的对应载波处的值由，的值根据一阶线性插值得到。一阶线性插值公式为：（L，k）=（1，k）+ a*(（4，k）-（0，k ）)a=（x-0）/4 ， L=1,2,3；的算法与的求法完全相同，的值由和线性插值求得，计算公式如下：（L，k）=（4，k）+ a*(（7，k）-（4，k ）) a=（x-4）/3， L=5，6；的求法同完全相同。，,的值由和线性插值求得，公式如下：（L，k）=（7，k）+ a*(（11，k）-（7，k ）)a=（L-7）/4， L=8,9,10 ； ，的值用即：Z（12，k） =Y（12，k）/（11，k）（12，k）=Slice（Z（12，k）（12，k）= Y（12，k）/（12，k）的算法同其它天线端口信道估计思想同天线端口0相同，这里不再重复。当UE端天线1，2分别接收到uNb端四个天线端口L=0时刻发来的数据则信道估计矩阵为H0=2. 下行传输MBSFN参考信号信道估计算法（同小区专用参考信号） X（L，k）表示第L个时隙的第k个子载波设X2p=X（2，0） X（2，2） X（2，4）X（2，2k），其中k=0，1，2Y2p=Y（2，0） Y（2，2） Y（2，4）Y（2，2k），其中k=0，1，2其中X2p为L=2时插入的导频符号，Y2p为L=2时收到的导频处的值。根据X2p，Y2p再用LMMSE准则估计出的值，将X2p，Y2p分别写作X2p=X1，X2，X3，XNp-1，Y2p=Y1，Y2，Y3，YNp-1，用LMMSE准则估计的具体步骤如下：【由于LMMSE准则要用到LS的结果，所以先将LS准则的结果如下:即：= * Y2p】【LMMSE准则要以MMSE准则为基础，MMSE准则如下：】基于LMMSE准则的信道估计所以= 其中Q=由上式可见只要知道RHH就能得到导频处的信道响应，假定OFDM系统是在时变多径衰落信道中工作，系统的抽样间隔为Ts，循环前缀为L,信道可用下式表示：接下来用DFT插值算法求得L=2处所有符号出的频率响应。DFT插值算法如下：到此为止天线端口4的L=2处各个符号的信道响应已经求出，L=0，1处的信道估计用L=2处的估计值近似代替， L=3，4，5处OFDM符号有导频插入，当L=6时，设X6p=X（6，1） X（6，3） X（6，5）X（6，1+2k），其中k=0，1，2Y6p=Y（6，1） Y（6，3） Y（6，5）Y（6，1+2k），其中k=0，1，2其中X6p为L=6时插入的导频符号，Y6p为L=6时接收端收到的导频处的值。根据X6p，Y6p再用LMMSE准则估计出的值，将X6p，Y6p分别写作X6p=X1，X2，X3，XNp-1，Y6p=Y1，Y2，Y3，YNp-1，用LMMSE准则估计的值，L=6处的信道频率响应也用同样的方法求得， ，的对应载波处的值由，的值根据一阶线性插值得到。一阶线性插值公式为：（L，k）=（2，k）+ a*(（2，k）-（6，k ）)a=（x-2）/4 ， L=3，4，5；的算法与的求法完全相同，H9的值由和线性插值求得，计算公式如下：（L，k）=（6，k）+ a*(（10，k）-（6，k ）) a=（x-6）/4， L=7，8，9；的值用即：Z（11，k） =Y（11，k）/（10，k）（11，k）=Slice（Z（11，k）（11，k）= Y（11，k）/（11，k）2分别接收到uNb端四个天线端口L=0时刻发来的数据则信道估计矩阵为H0=X（L，k）表示第L个时隙的第k个子载波设X1p=X（1，0） X（1，4） X（1，8）X（1，4k），其中k=0，1，2Y1p=Y（1，0） Y（1，4） Y（1，8）Y（1，4k），其中k=0，1，2其中X1p为L=1时插入的导频符号，Y1p为L=1时收到的导频处的值。根据X1p，Y1p再用LMMSE准则估计出的值，将X1p，Y1p分别写作X1p=X1，X2，X3，XNp-1，Y1p=Y1，Y2，Y3，YNp-1，用LMMSE准则估计的具体步骤如下：【由于LMMSE准则要用到LS的结果，所以先将LS准则的结果如下:即：= * Y1p】【LMMSE准则要以MMSE准则为基础，MMSE准则如下：】基于LMMSE准则的信道估计所以= 其中Q=由上式可见只要知道RHH就能得到导频处的信道响应，假定OFDM系统是在时变多径衰落信道中工作，系统的抽样间隔为Ts，循环前缀为L,信道可用下式表示：接下来用DFT插值算法求得L=1处所有符号出的频率响应。DFT插值算法如下：到此为止天线端口4的L=1处各个符号的信道响应已经求出，L=0处的信道估计用L=1处的估计值近似代替， L=2处OFDM符号有导频插入，当L=3时，设X3p=X（3，2） X（3，）6 X（3，10）X（3，2+4k），其中k=0，1，2Y3p=Y（3，2） Y（3，6） Y（3，10）Y（3，2+4k），其中k=0，1，2其中X3p为L=3时插入的导频符号，Y3p为L=3时接收端收到的导频处的值。根据X3p，Y3p再用LMMSE准则估计出的值，将X3p，Y3p分别写作X3p=X1，X2，X3，XNp-1，Y3p=Y1，Y2，Y3，YNp-1，用LMMSE准则估计的值，的对应载波处的值由，的值根据一阶线性插值得到。一阶线性插值公式为：（L，k）=（1，k）+ a*(（1，k）-（3，k ）)a=（x-2）/2 ， L=2；的算法与的求法完全相同，的值由和线性插值求得，计算公式如下：（L，k）=（3，k）+ a*(（5，k）-（3，k ）) a=（x-3）/2， L=4；2分别接收到uNb端四个天线端口L=0时刻发来的数据则信道估计矩阵为H0=3. 终端专用参考信号信号估计算法（同上）4.13.2.2 上行参考信号的信道估计1. PUSCH与PUCCH解调用参考信号信道估计算法PUSCH导频插入方式图 如图1，2所示：常规CP时，第L=3，即在每一个时隙的正中间的那个SC-FDM符号；扩展CP时，第L=2，即每个时隙的第三个SC-FDMA符号块上。图1 PUSCH常规CP时 解调参考信号时频位置L=3算法X（L，k）表示第L个时隙的第k个子载波设X3p=X（3，0） X（3，1） X（3，2）X（3，n），其中k=0，1，2Y3p=Y（3，0） Y（3，1） Y（3，2）Y（3，n），其中k=0，1，2其中X3p为L=3时插入的导频符号，Y3p为L=3时收到的导频处的值。根据X3p，Y3p再用LMMSE准则估计出的值，将X3p，Y3p分别写作X3p=X1，X2，X3，XNp-1，Y3p=Y1，Y2，Y3，YNp-1，用LMMSE准则估计的具体步骤如下：【由于LMMSE准则要用到LS的结果，所以先将LS准则的结果如下:即：= * Y2p】【LMMSE准则要以MMSE准则为基础，MMSE准则如下：】基于LMMSE准则的信道估计所以= 其中Q=由上式可见只要知道RHH就能得到导频处的信道响应，假定OFDM系统是在时变多径衰落信道中工作，系统的抽样间隔为Ts，循环前缀为L,信道可用下式表示：到此为止天线端口在L=3处各个符号的信道响应已经求出，L=0，1，2处的信道估计用L=3处的估计值近似代替， L=4，5，6，7，8，9处OFDM符号有导频插入，当L=10时，设X10p=X（10，0） X（10，1） X（10，2）X（10，n），其中k=0，1，2Y10p=Y（10，0） Y（10，1） Y（10，2）Y（10，n），其中k=0，1，2其中X10p为L=10时插入的导频符号，Y10p为L=10时接收端收到的导频处的值。根据X10p，Y10p再用LMMSE准则估计出的值，将X10p，Y10p分别写作X10p=X1，X2，X3，XNp-1，Y10p=Y1，Y2，Y3，YNp-1，用LMMSE准则估计的值，L=10处的信道频率响应也用同样的方法求得， ，H7，H8，H9的对应载波处的值由，的值根据一阶线性插值得到。一阶线性插值公式为：（L，k）=（3，k）+ a*(（10，k）-（3，k ）)a=（x-3）/7 ， L=4，5，6，7，8，9；H12，H13，的值用即：Z（11，k） =Y（11，k）/（10，k）（11，k）=Slice（Z（11，k）（11，k）= Y（11，k）/（11，k）H12，H13估计算法类似 图2 PUSCH扩展CP时 解调参考信号时频位置L=2（算法同上）PUCCH参考信号插入方式图3 PUCCH 格式1 1a 1b，常规CP时解调参考信号时频位置算法L=2，3，4处的信道频率响应算法同PUSCH插入导频处的信道频率响应算法，L=0，1处的频响用L=2处的代替，（向量）分别表示L=2，3，4处各个子载波上的频率响应，e，e2 ，分别为e=-，e2 =-，e=（e1 + e2）/2，L=5处的频响为+e，L=6，7，8处的频响用以下方法求得图4 PUCCH 格式1 1a 1b，扩展CP时解调参考信号时频位置（算法同常规CP）图5 PUCCH 格式2 2a 2b，常规CP时解调参考信号时频位置（算法同PUSCH） 图6 PUCCH 格式2 ，扩展CP时解调参考信号时频位置（算法同PUSCH）2. SRS信道估计算法SRS时域映射位置 图7 SRS信号在常规CP时的时频位置图8 SRS信号在扩展CP时的时频位置SRS算法在有srs处的子帧进行信道估计，只估计有导频符号处的信道情况，导频处信道估计算法基于LMMSE准则，然后DFT插值法进行数据处信道的恢复。（定义）具体操作过程 4.13.3 均衡4.14 信号检测4.14.1 概述调制后的数据流经串并转换，预编码等处理映射到各个天线上发射；在接收端接收，其中每条接收天线均接收到来自各条发射天线上的信息，经过信号检测模块将原始数据流检测出，并同时实现MIMO系统的复用或分集增益；MIMO系统的空时处理技术包括：接收端的信号检测与发射端的信令方案。这两者紧密结合在一起实现MIMO系统的空间复用增益和发射分集增益。4.14.1.1发射端的信令方案： 1、 空间复用分层空时结构BLAST2、 空时编码空时格编码STTC 空时分组码STBC4.14.1.2 对应接收端的检测方案在接收端根据发射端的层映射、预编码方案（分集或复用）选择相对应的检测算法进行检测4.14.1.2.1空间复用的检测算法：最大似然、线性、分层（设MIMO信道模型）最大似然解码ML： 理论上，最大似然检测是最优的检测方法，它的原理是在发射信号（或信号向量空间）中寻找其经过信道变换以后到接收信号距离最小的那个发射信号（或信号向量空间）。数学表达式如下：其中，是S的估计值，为发射信号S存在的空间，表示在内寻找使得其值最小的S值，为向量二范数运算符。求解最大似然解的最基本方法是遍历求解，测试S的所有可能值，找出使得值最小的S即为其最大似然解。当系统采用多天线数、高维度调制时，这种求解方式的运算复杂度将很高，且运算复杂度随着发射信号调制阶数的增长成指数型增长，所以这种方法一般只应用于理论分析中。1) 线性检测： 一、迫零准则（ZF）迫零准则定义的置零矩阵为信道矩阵H的伪逆，即：经过迫零矩阵后，接收信号为：二、最小均方误差准则（MMSE）ZF准则虽然彻底消除了信号间的干扰，检测信号的噪声却被放大了，因此检测性能不理想。为了提高检测性能，引入了最小均方误差准则，在干扰置零时它考虑了噪声的影响。设噪声方差为，MMSE准则就是使S与其估计值之间的均方误差达到最小，即：推导得到：经过这个置零矩阵，信号为：2) 分层检测： 线性检测没有利用到多天线结构的分集增益，为了得到分集增益可以利用判决反馈（DF：decision feedback）的思想，可以将已判决的信号反馈回去，提高检测的可靠性。判决反馈可以用于同一符号或不同符号的检测。干扰消除是将判决反馈作用于不同符号间的检测，将已检测出的信号从待检测信号消除，从而降低了待检测信号中的干扰量，提高判决的可靠性，同时积累了分集增益。干扰消除的基础是线性检测。串行干扰消除是指信号检测一个然后抵消一个，这样循环直到所有信号检测出来。并行干扰消除就是将检测好的多个信号同时干扰消除掉，然后再进行检测。(具体算法见4.1中的VBLST算法检测)4.14.1.2.2 空时编码的检测算法a) 空时格码-Viterbi算法译码 译码很复杂，仅见于理论分析。b) 空时分组码-类似Alamouti方案的解码方案 Alamouti方案（2发1收的发射分集方案）：图是Alamouti提出的两发一收空时编码方案，图(a)和图(b)分别是发射端和接收端的框图。信息比特首先通过星座图映射，映射后的符号每两个一组进入空时编码器，记为和两发一收的空时编码矩阵为：该矩阵中，每一列表示一根发射天线上的信号，第一个时刻和分别从两根天线同时发射，第二时刻和分别从两根天线同时发射。 令和分别表示两个相继时刻内接收到的信号，且假设信道在两个时刻内保持不变，则有：其中，表示均值为零，方差为的加性白高斯噪声。、是通过合并接收信号和信道状态信息构造产生的两个最大似然判决统计。统计结果可以表示为 将、带入上式： 对于给定信道实现和而言，统计结果 (i=1、2)仅仅是 (i=1、2)的函数，因此，可以将最大似然译码准则式分为对于和的2个独立译码算法，估算出，4.14.2 信号检测过程描述4.14.3 LTE中采取的信号处理技术LTE中根据MIMO信道的情况而在发射端层映射预编码选择发射分集和空间复用两种不同的技术，因此也将在信号检测时分别对应的采用分集合复用两种检测方案，来分别实现分集增益和复用增益，提高信道的传输质量和传输速率。问题：两种技术的选择是根据什么参数而定的？4.14.3.1 空间复用信令方案：垂直分层空时结构V-BLAST检测算法：基于排序的串行干扰消除检测 V-BLAST的干扰消除检测即是利用干扰置零（MMSE）判决出信号，将已检测出的信号从待 检测信号消除，消除它对其他信号的干扰，直到所有信号被检测出来4.14.3.2 发射分集技术信令方案：空时分组结构STBC检测算法：类似Alamouti方案的译码方案4.14.4 LTE中的具体检测过程根据层映射、预编码采用的方案（复用或分集）采用相对应的检测方案4.14.4.1 空间复用信令方案：采用经层映射后数据 再经预编码（注：以without CDD为例，CDD原理相似） 设信道为h（由信道估计给出） 接收端天线上的数据为： 则由MIMO信道模型有： ； 即：利用V-BLAST算法进行检测出： 1、初始化: ， 2、第i次预处理： for （M表示发射天线数） 3、进行检测排序：（令排序检测出的信号顺序为） 4、第i次的信号检测： ； ； 。 5、循环检测过程： if ； 注：表示Frobenius范数，表示硬判决，而，分别表示的第j行和 的第列，则表示将的第列的元素置零的操作。4.14.4.2 分集技术：2发2收和4发2收情况 根据发射端层映射、预编码的发射方案（由发射天线数唯一确定）选择相应的检测方案（2发或者4发）；问题：分集天线数目由什么确定基于2发2收情况： ； t时刻从天线i发射符号的判决统计如下： ； 是 的第i行 对于2根发射天线基于发射分集的预编码方案，其预编码矩阵如式，那么，1根接收天线时，2根发射天线上的信号分别为： ； ；对2根天线接收有： ； ；通过对做硬判决得到天线P发射符号的估值。基于4发2收情况： ； t时刻从天线i发射符号的判决统计如下： ； 是 的第i行 对于4根发射天线基于发射分集的预编码方案，其预编码矩阵如式：；那么，1根接收天线时4根发射天线上的信号分别为： ； ； ； ；对2根天线接收有： 通过对做硬判决得到天线P发射符号的估值。4.14.5 问题1、两种技术（分集与复用）的选择是根据什么参数而定的？根据接收端反馈决定2、分集天线数目由什么确定？3、层映射4发射天线时有补null符号的操作，在预编码时将补得null删去；那么在信号检测完后得到的数据是否也应该在相应的情况下补null符号，然后在经逆层映射后删除？4.15 HARQ混合自动重传HARQ（Hybrid Automatic Repeat reQuest），混合式自动重送请求，就是在ARQ系统中引入了前向纠错码FEC，该FEC可以用来纠正传输过程中的数据差错，即如果错误在FEC的纠错范围内，那么FEC就进行纠错，如果超出了其纠错范围，那么就要请求重传。因此该方案既增加了系统的可靠性又提高了系统的传输效率。在3G LTE系统中，下行链路将采用停等式(SAW)重传协议，并采用基于递增冗余重传(IR)机制的HARQ重传策略；由于Chase合并(CC)可以视为IR的一种特殊的情况，因此系统也支持CC机制。同时，在3G LTE系统中，已经确定在下行链路系统中将采用异步自适应的HARQ技术。在上行链路中，采用的重传协议和混合重传请求机制与下行链路相同，都是采用了停等式(SAW)重传协议和递增冗余重传(IR)机制的HARQ重传策略。但在上行链路中，将采用同步非自适应的HARQ技术。由于上下行链路的区别，本报告将分别介绍上下行链路的自动重传方案及详细步骤。4.15.1下行链路HARQ过程4.15.1.1 下行自动重传方案在3G LTE系统中采用了停等式(SAW)重传协议。所谓停等式（SAW）重传协议，就是发送端每发送一个数据分组包就暂时停下来，等待接收端的确认信息。当数据包到达接收端时，对其进行检错，若接收正确，返回确认(ACK)信号，错误则返回不确认(NACK)信号。当发端收到ACK信号，就发送新的数据，否则重新发送上次传输的数据包。而在等待确认信息期间，信道是空闲的，不发送任何数据。这种方法由于收发双方在同一时间内仅对同一个数据包进行操作，因此实现起来比较简单，相应的信令开销小，收端的缓存容量要求低。但是由于在等待确认信号的过程中不发送数据，导致太多资源被浪费，尤其是当信道传输时延很大时。因此，停等式造成通信信道的利用率不高，系统的吞吐量较低。图1所示是停等式ARQ的一个简单示例。这种机制不仅简单可靠，系统信令开销小，并且降低了对于接收机的缓存空间的要求。但是，该协议的信道利用效率较低。为了避免这种不利，3G LTE系统采用了N 通道的停等式协议，即发送端在信道上并行地运行N 套不同的SAW协议，利用不同信道间的间隙来交错地传递数据和信令，从而提高了信道利用率。3G LTE系统中同时采用基于递增冗余重传(IR)机制的HARQ重传策略；由于Chase合并(CC)可以视为IR的一种特殊的情况，因此系统也支持CC机制。递增冗余（Incremental Redundancy,IR）方法是以重传逐渐增加的校验比特响应收端译码失败的重传请求。根据重传数据中冗余的多少，IR方法又可分为部分IR和全IR。LTE系统中采用全IR的递增冗余方案。部分IR方法的重传数据由信息比特和新增的冗余构成，收端将其与先前的接收数据合并成低码率码字，从而提高系统的纠错能力。该方法中RCPT码结构设计及重传过程的实现如下图，收端可对接收到的重复信息数据按对应SNR加权合并，以获得信息数据的分集增益。R=k/(3n-2k)P1P2P3P1P2P3P1P3P2P1P1P2R=k/nR=k/(2n-k)低码率母码R=k/(3n-2k)第一次传输第一次重传第二次重传发射机（编码）接收机（译码）部分IR方法全IR方法的重传数据则完全由递增冗余构成，因而每次接收到的数据结合后可构成更低码率的码字，更大幅度地提高系统的性能。该方法中RCPT码结构设计及重传过程的实现如下图：P1P1P2P3P2P3P1P1P1P2P3P2低码率母码R=k/3nR=k/nR=k/2nR=k/3n接收机(译码)接收机（编码）第一次传输第一次重传第二次重传全IR方法另外，在3G LTE系统中，已经确定在下行链路系统中将采用异步自适应的HARQ技术。所谓的异步HARQ技术，就是指一个HARQ进程的传输可以发生在任何时刻，接收端预先不知道传输的发生时刻，因此HARQ进程的处理序号需要连同数据一起发送。而自适应传输是指在每一次重传过程中，发送端可以根据实际的信道状态信息改变部分的传输参数，因此，在每次传输的过程中包含传输参数的控制信令信息要一并发送。可改变的传输参数包括调制方式、资源单元的分配和传输的持续时间等。在3G LTE系统中，已经确定在下行链路系统中将采用异步自适应的HARQ技术。因为相对于同步非自适应HARQ技术而言，异步HARQ更能充分利用信道的状态信息，从而提高系统的吞吐量，另一方面异步HARQ可以避免重传时资源分配发生冲突从而造成性能损失。例如：在同步HARQ中，如果优先级较高的进程需要被调度，但是该时刻的资源已被分配给某一个HARQ进程，那么资源分配就会发生冲突；而异步HARQ的重传不是发生在固定时刻，可以有效地避免这个问题。在上述关于异步HARQ的优点的基础上，同时考虑到信令开销过大的问题。HARQ的设计Round Trip Time LTE FDD 系统中，HARQ的RTT（Round Trip Time）固定为8ms，且ACK/NACK位置固定，UE发送数据后，经过3ms的处理时间，系统发送ACK/NACK，UE再经过3ms的处理时间确认，此后，一个完整的HARQ处理过程结束，整个过程耗费8ms。如下图所示。FDD RTT固定为8 msFDD RTT在LTE TDD系统中，例如见下图在Configuration 1中，UE发送数据，3ms处理时间后，系统本来应该发送ACK/NACK，但是经过3ms处理时间的时隙为上行，必须等到下行才能发送ACK/NACK。系统发送ACK/NACK后，UE再经过3ms处理时间确认，整个HARQ处理过程耗费11ms。类似的道理，UE如果在第2个时隙发送数据，同样，系统必须等到DL时隙时才能发送ACK/NACK，此时，HARQ的一个处理过程耗费10ms。可见，LTE TDD系统处理时间长度不固定，发送ACK/NACK的时隙也不固定。TDD RTT 为k + 4 ms，（k为下行信息到对应的HARQ反馈之间的TTI间隔，见Table10.1-1）HARQ进程在一个RTT间隔中，能同时发送多个子帧的数据，每一子帧数据对应一个HARQ进程：FDD，进程数最大为8TDD进程数见下表Table 7-1：Table 7-1: Maximum number of DL HARQ processes for TDDTDD UL/DL configurationMaximum number of HARQ processes04172103941251566广播信道的HARQ进程数由高层单独规定4.15.1.2 下行HARQ UE端详细步骤下行链路，UE端将接受eNodeB端的数据，并进行HARQ的处理，其过程的大概流程见下图PUSCH对每个子帧进行校验， 产生相应ACK/NACK编 码等是是否漏检是UE不反馈ACK/NACK (bundling)否产生1 or 2 bits的ACK/NACK，分别在format 1a or 1b上传送ACK/NACK Bundling or multiplexing每个码字被置为NACK否ACK/NACK Bundling or multiplexingACK/NACK repetition and timing没有检测到UE不反馈ACK/NACKPUCCHBundling产生1 or 2 bits的ACK/NACKmultiplexing产生1 - 4 bits的ACK/NACK:1 or 2 bits ACK/NACKM=1M1大于2 bits ACK/NACK O41 or 2 bits ACK/NACK 图 1在下行链路中，HARQ系统将通过两种情况判断信息出错：1. 通过对PDCCH的DCI中的DAI进行检测，来判断子帧丢失的情况。2. 通过检错、纠错判断数据出错。由以上2种情况决定最终的每个子帧的ACK/NACK.4.15.1.3 PUSCH信道传输ACK/NACKACK/NACK和数据复用在一块传输子帧丢失（漏检）情况分析对于TDD,UE首先检测DL子帧（k的取值见Table 10.1-1） 中的PDSCH和SPS 释放的PDCCH的数目，并检测PDCCH DCI中的（在format 0中，代表含有PDSCH和SPS释放的PDCCH的所有子帧数目）、（format 1/1A/1B/1D/2/2A中，代表一帧一帧累计的有PDCCH对应的PDSCH信息和SPS释放的PDCCH信息的子帧数）。具体判断方法如下（UL-DL configuration 1-6）：- 当UE在UL子帧n中传输PUSCH且PUSCH是由检测到的PDCCH 的DCI format 0设置（be adjusted），则当，UE判断至少有一个下行分配被丢失并对每个码字产生NACK，并令.如果没有下行分配丢失，。当and ，UE不反馈A/N- 当UE在UL子帧n中传输PUSCH且PUSCH不是由检测到的PDCCH 的DCI format 0设置， and 时，UE判断至少有一个下行分配被丢失并对每个码字产生NACK。为被分配的子帧数目。当，UE不反馈A/N对于configuration 0，当UE在DL子帧中检测到PDSCH时，则=1。Table 10.1-1: Downlink association set index : for TDDUL-DLConfigurationSubframe n01234567890-6-4-6-41-7, 64-7, 64-2-8, 7, 4, 6-8, 7, 4, 6-3-7, 6, 116, 55, 4-4-12, 8, 7, 116, 5, 4, 7-5-13, 12, 9, 8, 7, 5, 4, 11, 6-6-775-77-ACK/NACK的捆绑和复用（默认的是捆绑方式，若使用复用方式将在额外的信令中给出指示）是由什么信令给出？在LTE TDD中，由于帧结构中上下行比例不是1：1，在协议中规定采用两种ACK/NACK反馈模式：一是ACK/NACK捆绑；二是ACK/NACK复用。（1） ACK/NACK捆绑就是将多个子帧的ACK/NACK信息在一个子帧中传输，当有一个子帧出错，则重传捆绑的所有帧。如果子帧包含一个码字，那么将多个子帧的ACK/NACK进行逻辑与运算，那样产生一位的ACK/NACK，在一个上行子帧中传输；如果一个子帧包含两个码字，那么将码字0和码字1对应的ACK/NACK分别进行逻辑与运算，产生两位的ACK/NACK在一个上行子帧中传输。Bundling 最终产生1 or 2 bits (视码字数决定)的ACK/NACK ，注：当UE被设置为transmission mode 3or4，在1个码字的情况下，UE依然产生2位A/N，但码字1被设置为NACK.（2） ACK/NACK复用也是将多个子帧的ACK/NACK信息在一个子帧中传输，与绑定区别是：可以隐性的表示具体是哪个帧出错。如果对于一个子帧包含两个码字的情况，要先对每个子帧的两个码字进行逻辑与运算，这样，每个子帧将只对应于一位ACK/NACK信息。在LTE协议中，规定最多四个子帧复用在一起。在PUSCH中Multiplexing 最终产生1 4 bits（视码字数和复用子帧数决定）的ACK/NACK：a) 当复用子帧数M=1时，只产生1 or 2 bits（视码字数决定）ACK/NACKb) 产生bits的ACK/NACK , 2。具体如下：i. 如果PUSCH由PDCCH DCI format 0配置，则 ，= ，其中DAI(k) 是在DL子帧中DCI format 1A/1B/1D/1/2/2A 的DAI值。当，则对检测到的没有PDCCH对应的PDSCH的A/N作为序列的最后一位。当没有检测到PDSCH也没有检测到SPS释放的PDSCH则置相应位为NACK。当 and ，UE不反馈A/N。ii. 如果PUSCH不是由PDCCH DCI format 0配置，则M, 是相对应的DL子帧的A/N4.15.1.4 PUCCH信道传输ACK/NACK按照不同情况ACK/NACK将会单独传输或和其他控制信息复用在一起传输，如下表：PUCCH formatModulation scheme一个子帧的Bit长度发送内容Format1N/AN/ASR informationFormat1aBPSK1 bitACK/NACKFormat1bQPSK2 bitsACK/NACKFormat2QPSK20 bitsCQIFormat2aQPSK+BPSK20 bits + 1 bitCQI + ACK/NACKForamt2bQPSK+QPSK20 bits + 2 bitsCQI + ACK/NACKPUCCH的子帧丢失（漏检）方式和PUSCH是不一样的。子帧丢失（漏检）情况分析对于TDD,UE首先检测DL子帧（k的取值按bundling or multiplexing的子帧数目而定） 中的PDSCH或者是SPS 释放的PDCCH的数目，并检测PDCCH DCI中的（在format 0中，代表含有PDSCH信息和SPS释放的PDCCH信息的所有子帧数目）、（format 1/1A/1B/1D/2/2A中，代表一帧一帧累计的有PDCCH对应的PDSCH信息和SPS释放的PDCCH信息的子帧数）。具体判断方法如下（UL-DL configuration 1-6）：- and ，则UE判断至少有一个下行分配被丢失，当处于捆绑模式时，UE将不反馈ACK/NACKACK/NACK的捆绑和复用在LTE TDD中，由于帧结构中上下行比例不是1：1，在协议中规定采用两种ACK/NACK反馈模式：一是ACK/NACK捆绑；二是ACK/NACK复用。1) ACK/NACK捆绑和PUSCH信道中的处理一样，最终产生1 or 2 bits (视码字数决定)的ACK/NACK。详见PUSCH2) ACK/NACK复用与PUSCH一样，也是将多个子帧的ACK/NACK信息在一个子帧中传输，与绑定区别是：可以隐性的表示具体是哪个帧出错。如果对于一个子帧包含两个码字的情况，要先对每个子帧的两个码字进行逻辑与运算，这样，每个子帧将只对应于一位ACK/NACK信息。在LTE协议中，规定最多四个子帧复用在一起。区别在于PUCCH中复用最后只产生1 or 2bits(视码字数和复用子帧数决定) ACK/NACK:a) 当复用子帧数M=1时，只产生1 or 2 bits（视码字数决定）ACK/NACKb) 当复用子帧数M1时，在PUCCH中，UE将产生形式的HARQ-ACK并在PUCCH f