开关电源中的前馈电压控制模式.doc

2005 年 12 月 25 日第 22 卷第 6 期通信电源技术Te lecom Powe r Techno logie sD ec. 25 , 2005Vo l. 22 No. 628文章编号 : 1009 23664 ( 2005 ) 06 20028 204变换与控制开关电源中的前馈电压控制模式陈小明 ,韦忠朝(华中科技大学电气与电子工程学院 , 湖北 武汉 430074 )摘要 :开关电源的控制方法是电源设计中重要的一环 。电压控制方式一直是其中重要的一种方式 ,它有着设计实现都非常简单的优点 。文中介绍了前馈方式对电压控制模式的影响 ,对其控制的基 本原理和性能进行了分析 。关键词 :开关电源 ;电压控制 ;前馈中图分类号 : TN86TN710文献标识码 : AFeedforwa rd Vo lta ge C on tro l for Sw itch in g M ode Power Supp lyCH EN X iao2m ing, W E I Zhong2chao( Co llege of E lec trica l &E lec tron ic Enginee ring, HU ST, W uhan 430074 , Ch ina)A b stra c t: The vo ltage con tro l fo r powe r supp ly is ve ry impo rtan t fo r its imp lem en t is re la tive ly conven2ana ly2ien t. Th is p ap e r in troduce s an vo ltage feedfo rwa rd con tro l techn ique wh ich u sed in powe r supp ly,ze s its op e ra tion p rinc ip le and p e rfo rm ance.Key word s: sw itch ing mode powe r supp ly; vo ltage con tro l;feedfo rwa rd1传统的电压控制模式开关电源的应用始于 20 世纪 60 年代 ,随之产生的最早的一种稳压控制模式就是电压反馈控制模 式 。电压控制模式只有一个电压环 ,设计起来相对 比较容易 ,其产生 PWM 波的原理也相对来说比其 它的 控 制 模 式 要 简 单 一 些 。这 种 控 制 方 式 产 生 PWM 波的基本原理图如图 1 ( a)所示 。误差 放大 器 产生 一个 控 制信 号 UC , 它 作 用 于 PWM 比较器 ,与控制芯片内部振荡器产生的幅值固 定的锯齿 波 比较 产生 一 个 PWM 信 号 。这 路 PWM 信号再经过与时钟脉冲的作用之后产生最终用来控 制功率开关管的占空比可调的 PWM 信号 。它的自动稳压调节的实现完全是靠反馈即误差放大器来实 现 ,当负载电流减小或直流输入电压升高时 ,都会引 起输出电压的升高 ,这时系统的反馈电压增大 ,控制 信号 UC减小 ,使得输出的脉宽变窄从而使得输出电 压降低 。如图 1 ( b)所示 。图 1传统的电压控制模式这种电压控制方式的优点是 :( 1 ) 单环反馈使系统的设计分析比较简单 。( 2 ) 当系统稳定运行时 ,增大锯齿波的幅值可 以使系统有较好的噪声裕量 。( 3 ) 对于多输出系统提供了良好的调节特性 。 它的缺点在于 :收稿日期 : 2005 206 224作者简介 : 陈小明 ( 1981 - ) ,男 ,湖北荆门人 ,硕士研究生 ,研究方向为电力电子技术及其应用 。( 1 ) 这种控制方式是输入电压的前馈和输出电压的反馈相结合来控制占空比的动态调节性能 ,使 系统能迅速对输入和输出端的波动作出反应 。( 2 ) 时钟信号参与控制系统的最大占空比 ,将占空比控制在所设定的范围内 ,防止起动时产生过 大的电流 。电容的充电过程只能在时钟信号 C lock 为低电平时才能发生 ,所以通过设定时钟信号的脉宽就可以设定电源工作时的最大占空比 ,而老的电 压控制模式中时钟信号仅用来产生锯齿波 。( 3 ) 每一个开关周期中由于输入电压的参与 ,使得系统在每个开关周期内可以对主电路中流过的 电流起限制作用 。( 4 ) 可以很容易地实现系统的软起动 。 当输入电压固定时 ,输出电压波动的调节由误差放大器单独完成 。如图 3 ( a)中 ,当输出电压由于一定的原因而变高时 ,误差放大器的输出 UC变小 ,Cr上的充电斜率不变 ,但是充电幅值变小导致充电 时间变短 ,即输出占空比变小 。占空比变小以后就使输出的电压下降以起到自动调节的作用 。 当输出电压固定时 , 如果输入电压有波动 , 比如上升 , 如图 3 ( b)所示 。输入电压的上升使得 Cr 的充电时间变短 , 而使占空比变小 。这样输入电压 的变换可以直接影响系统的输出占空比 , 而不必从反馈环节获 得调 整 , 可 以 改 善 控 制 系 统 的 暂 态 特 性 。系统的动态响应特性比较差 。( 2 ) 输出滤波器的两个极点同时加到系统中 ,使系统的补偿网络需要添加一个额外的补偿零点 ,或者是需要加大误差放大器的增益 。( 3 ) 补偿网络的设计较为复杂 。 针对电压控制模式的特点 ,现在的控制芯片做了改善 ,使这种控制方式的各种特性都有了一定的提高 。在结合了软开关以及限流的技术之后就可以 很好的适用于开关电源的自动调节 。2带前馈的电压控制模式图 2 ( a)是一种改进过的电压控制模式的电路 模型 ,其工作波形见图 2 ( b) 。其改进主要在于锯齿 波不再是由时钟脉冲产生的幅值及斜率都固定的锯 齿波 ,而是由输入端的电压经过外接电阻和电容构 成的充电电路 ,并由最终的输出来控制产生的一种 斜率及充电时间都可以自动调节的锯齿波 ,这种输 入电压直接参与电路控制的方 式就 是前 馈 电压 方 式 。图 2 带前馈的电压控制模式图 2 ( a)所示控制电路的工作过程如下 :电容 Cr 在每一个开关周期初期开始充电 ,输出端输出电压 在这个充电期间保持为高电平 ,用来给外电路的功 率开关提供一个驱动信号 。当电容 Cr充电到超过 误差放大器的输出值 UC的时候 ,输出端输出电压立 刻变为低电平 , 外接 的 功率 开关 管迅 速 关断 , 同 时 Cr迅速放电 ,为下一个导通周期做好准备 。这里的 UC与前述的电压控制模式中的含义一样 ,是一个反 馈电压与给定参考电压的误差放大值 。由工作波形 可以看出加入了前馈补偿环节后的电压控制模式非 常类似于峰值电流控制模式 ,只不过其控制占空比 的电流从电感上的电流换成了前馈环节中电容上的图 3 系统占空比的动态调节3前馈电压模式分析对于图 2 ( a ) 的前馈电路来说 ,在具体设计时 , 由于输入电压 U IN相对于 UC及 UR来说大很多 ,故认 为电容 Cr上的充电电流大致不变 ,可以得到 :U IN( 1 )UC r =tR r Cr由式 ( 1 )得到通信电源技术第 22 卷30 UC( 2 )ton = U R r CrINU IN如果变化过大 ,会导致 Cr上的充电电流以极快的速度充电到 UC 。由式 ( 2 ) 可知 ,此时主电路中 的主开关管的导通时间非常短 , 则过大的 U IN 在这个开关周期内几乎不会加入到主电路中 ,从而在每 个开关周期内形成了限流 。这一点也可以类比于峰 值电流控制模式中的每周期内的限流方式 。软起动现在也是开关电源控制方式中必采用的一种方式 ,在前馈电压控制模式中 ,软起动也非常容 易实现 ,只需要在图 2 ( a)中误差放大器的输出处加 一个电容及一个限流电阻即可 。误差放大器的输出使电容上的电压即 UC逐步上升到稳定值 ,系统的占 空比也是逐步上升到稳定工作时的大小 ,可以很容易地实现系统的软起动 。前馈电压控制模式虽然有了很多峰值电流控制 方式中的优点 ,但是它并没有给系统增加内环 ,在本 质上说它仍然是通过主电路的电压的控制使系统实现自动稳压的 ,它的控制的信号仍然是来自输出端的电压 ,并没有在电路内部消除输出滤波电路中两 个极点的影响 ,这也使得其误差放大器的补偿电路图 4 占空比和输入电压的关系前面已经提到过 ,在传统的电压控制模式中 ,无 论电路内部何处产生干扰 ,最终都要经过反馈电路 才能获得调节 ,而影响了调节的速度 。前馈电路的 加入就是要使输入端产生的波动未经过反馈调节就 能够直接从输入端获得调整 ,从而使得输出的电压 达到稳定值 。由式 ( 5 )可以得到 :( )U D = UD = kU6ININ _N EW N EW C从式 ( 6 )可以看到 ,对输入端来说由于 DU IN 是不变的 ,也就是说 , 在开 关 电源 的每 一 个开 关周 期 内 ,输入电压的波动对变换器的输出是没有影响的 , 它只是对变换器的占空比产生影响 ,但这个影响并 不能通过主电路传到负载端 。这有别于传统的电压控制模式中对输入电压有波动时的调节方式 。输出端负载的波动仍然要经过系统的反馈调节 ,为了使 系统有良好的频率响应特性 ,仍然要对反馈电路进行频率补偿 。对于图 5 的 BUCK电路 ,其平均模型为 :的设计并没有得到简化 。在式 ( 2 ) 中 , 如果令=,则式 ( 2 )可以变成以下的形式 : UC R r Cr( 3 )ton = U/IN以上的分析针对的是大信号的分析 ,不涉及到电路中的小信号即扰动方面的分析 , 认为 UC 是一 个比较理想的直流电压 。由图 1 ( b)可以得到 ,传统的电压控制模式中 ,电路的占空比为 :图 5 基本的 BUC K电路 dUoUC( 4 )D =UM( 7 )C= iL - Io式中 , UM 是 不 变 的 , 它 是 频 率 固 定 锯 齿 波 的 幅 值 。而前馈 2反馈电压控制模式中 ,锯齿波的频率依然固 定但幅值是可变的 ,其占空比为 :d t d iL( 8 )L = DU IN - Uod tU IN _N EWIo _N EW= U IN + U IN= Io + Io( 9 )( 10 )UC kUC( 5 )D =U IN TU INU IN和 Io 分 别 是 变 换 器 输 入 和 输 出 端 的 波 动量 ,它们分别引起的占空比的波动为 D IN和 Do ,引起 的输出电压的变化为 Uo 。将式 ( 7 ) 、( 8 )进行拉普拉斯变换后可以推得 :由式 ( 5 )可以看出 , 带前馈的电压控制模式中的占空比和传统的电压单环控制模式中的占空比有U IN着同样的形式 。只不过它的锯齿波的幅值由来k表征 ,其中 , k = 表示此时的锯齿波的幅值是随输U IN _N EW= DsLI();U-11o2o2oTs LC + 1s LC + 1从 ( 11 )式中可以看到 ,占空比的波动仅由于负载的波动或者说是输出电流 Io的变化而引起的 ,这入电压的变化而改变的 。U IN 无变化时 ,式 ( 4 ) 和式( 5 )就有完全相同的占空比的表达式 。影响 ,必须对其进行必要的补偿 。U IN _N EW 是输入电压改变以后得到的新的输入电压 。其闭环的控制环 路如图 6 所示 。如下 : 工作频率 400 kH z,最大占空比为 70 % ,正常工作时的占空比为 60 % ,控制电压即误差放大器的 输出为 2. 3 V。用一个带前馈的电压控制芯片来实 现 。具体的波形如图 7 和图 8 所示 。图 6 电压前馈闭环控制图 sL ( 12 )Gi = -2s LC + 1 U IN _N EW ( 13 )Gd = 2s LC + 1图 7 时钟和三角波的工作波形A ( s)是控制环路的补偿电路 ,其补偿原理与一般的电压控制环路中的是完全一样的 。对图 6 所示的闭环控制电路来说 ,其开环增益 为 T ( s) = A ( s) Gd ( s) ,其闭环传函为 : DoT ( s)sL( 13 )=IoU IN _N EW 1 + T ( s)在一般的补偿原则中 ,补偿网络 A ( s) 可以采取以下的形式 := K ( 1 + s /1 ) ( 1 + s /2 )( 14 )图 8 输出 PWM 波和三角波的工作波形A ( s)1 + s /3s两个补偿零点 1 和 2 用来抵消主电路传函中输出滤波电路中两个极点的影响 ,一般原则是使得 主电路的开环截止频率满足 : 101 c ( 1 / 3 )2 , 3 则被设定在开环截止频率 c 和功率开关工作频 率 s 之间 。从图 7 和图 8 中可以看出 ,实际中的工作波形和理论的计算值基本相符 ,说明电压前馈的控制方 式可以很好地应用于各种 DC /DC变换器 。4结论当 T 1 时 , T / ( 1 + T ) 1 ,当T ) T。可以将其写为 :T 1 时 , T / ( 1 +在电压前馈的电压控制模式中 ,虽然反馈补偿回路的设计并没有降低任何的复杂性 ,但是 ,它对输 入电压波动的影响却是显而易见的 ,不仅能在输入端就对输入电压的波动作出反应从而使电路有一个更好的动态调节功能 ,而且能起到对输入端限流的 作用 ,并且其实现的电路也并不复杂 。现在已有很 多控制芯片集成了以上的功