高效率PFC电路二极管选择方案.doc

高效率PFC电路二极管选择方案PFC中二极管的新选择 在功率因数校正（PFC）电路中，600V升压二极管是关键元件，特别是工作在连续模式和苛刻开关条件下的PFC更是这样。在每一个开关周期，二极管的恢复电流流经MOS晶体管，这导致开关中高的开关通导功率损耗。对于这种应用，需要最快的600V二极管。 为了提高PFC的效率，通常的方法是把三个200V外延恢复二极管串联起来。这必须增加一个平衡网络（每一个二极管并联一个电容和一个电阻），以确保每一个二极管工作在其额定电压内。 ST Microelectronics公司提供一个新颖的解决方案：两个300V二极管串联在一起封装在绝缘的TO-220封装中构成600V Tandem(串联二极管）。这种硅器件是一种超高速二极管，在绝大多数情况下可以对平衡网络加以抑制。 与普通二极管的比较 工作在连续模式和苛刻开关条件下的PFC（图1）当晶体管导通时二极管中的电流减少很快（几百安培/微秒）。 在此有两种功耗： 在二极管中的导电和开关功耗； 由于二极管的反向恢复电流引起的在晶体管中的功耗。 图2示出同一PFC用不同的二极管（普通的600V二极管STTA806D或600V Tandem STTH806 TTI)的功耗比较，这些结果是在如下工作条件下得到的：Pout=400W,Fs=150kHz,dI/dt=200A /s,Tj=125，Vmains=110V。从图2可清楚地看到：开关功耗的主要部分是在MOS晶体管中；用600V Tandem(STTH806TTI)的总功耗比用普通600V二极管（STTA806D）要低，这是由于二极管的小恢复电流所致。 Tandem二极管选择指标 600V Tandem和普通600V二极管之间的选择主要取决于下面的参数： 开关频率Fs; 最小和最大电源电压Vmains; 二极管的工作结温Tj。 1.开关频率Fs的影响 开关频率越高，超高速STTH806TTI比普通的600V二极管更优越。 2.电源电压Vmains的影响图3示出普通600V二极管（STTA806D）和SSTH806TTI之间功耗差（DeltaP）与电源电压的关系，PFC处在条件：Pout=330W,Fs=110kHz,dI/dt=165A/s,Tj=125。从图可见，在最低的电压电压Tandem二极管最好。这是由于当晶体管导通时较高的电流所致。Tandem二极管对于工作在110V电源电压下的PFC是更适宜的。 3.结温的影响 最大反向恢复电流随结温而增加，所以STTA806D和STTH806TTI之间的功耗差随结温增加。图4示出STTA806D和STTH806TTI之间的功耗差与二极管工作结温的曲线图，得到此结果的工作条件是： Pout=330W,F=110kHz,Vmains=85V,dI/dt=165A/s。 结论 600V Tandem二极管是现在市场上最快的硅600V二极管。本文的分析表明Tandem二极管与普通二极管的性能关系依赖于PFC电路的应用参数。 Tandem二极管最适合对于低输入电压（110V）、高结温和高开关频率。 可靠性测试表明，在传统的PFC设计中采用Tandem二极管时不需要平衡网络选择正确的功率因数校正(PFC)拓扑 引言 随着减小谐波标准的广泛应用，更多的电源设计结合了功率因数校正 (PFC) 功能。设计人员面对着实现适当的PFC段，并同时满足其它高效能标准的要求及客户预期成本的艰巨任务。许多新型PFC拓扑和元件选择的涌现，有助设计人员优化其特定应用要求的设计。由于有源PFC设计可以让设计人员以最少的精力满足高效能规范的要求，因此在近年来取得了好的发展。通过简化主功率转换段的设计和减少元件数目，包括用于通用操作的波段转换开关和若干占用电容，此设计也附带了一些优势。 拓扑选择 由于输入端存在电感，升压转换器是提供达至高功率因数的方法。此电感使输入电流整形与线路电压同相。但是，可以采用不同的方案来控制电感电流的瞬时值，以获得功率因数校正。图1为这些方案的简要概述。 图1 PFC工作模式概述a. 临界导电模式(CRM) PFC-由于控制的设计较为简单，而且可与较低速升压二极管配合使用，所以在较低功率应用中通常采用这方法。近年来，此方法获创新的改进，提升了效率，MC33260 PFC 控制器提供跟随升压选项，通过使升压转换器的输出电压随着线路电压的变化而变化，降低了33%的MOSFET导电损耗，减小了43%的升压电感尺寸。此外，专为CRM和DCM应用而设计的升压二极管可提供更佳的正向压降(MUR450, MUR550)。然而，CRM PFC仍受到一些限制，如较难过滤的可变频率和接近零交叉的高开关频率。b. 不连续导电模式(DCM) PFC-此创新的方案延承了CRM的优点，并消除了若干限制，安森美半导体的NCP1601 DCM/CRM控制器便是一例。此器件可完全在DCM中工作并保持恒频，也可以部分在CRM模式中工作。在第二种情况下，峰值电流与CRM维持在同一水平，但最高频率明显降低，减轻了滤波负担。降低开关频率的另一大优点是有助降低轻载或空载功耗，以满足各种高能效标准。NCP16013具有专利控制架构，通过模式转换保持PFC，提供比其它方法更为卓越的性能。图2显示了NCP1601A在100W中的应用，这种方法简单且有效-110 Vac和满载时的功率因数超过0.99且效率高达94%。 图2 NCP1601A DCM PFC控制器用于100W应用c. 连续导电模式(CCM) PFC-由于这种方案恒频且峰值电流较小，是较高功率(250W)应用的首选方案。但是，传统的控制解决方案较为复杂，牵涉到多个环路，以及以不精确著称的模拟乘法器，并需在控制集成电路周围放许多元件。随着NCP1653(简单且稳固的8引脚CCM PFC控制器)的推出，此方案得以简化。NCP1653并提供全套保护特性和跟随升压功能。如图3所示，虽然NCP1653所需元件极少，但其性能却并不比任何CCM控制器逊色 (110 Vac, 300W时的THD为4%，效率高达93%)。 图3 NCP1653 CCM PFC控制器用于300W应用选择标准既然实行功率因数校正有多种新兴方案可供选择，那么应该如何决定选择哪种方案呢？以下是简要的指南，帮助设计人员选择适合的方案。详细指南可参阅安森美半导体的PFC手册。 1. 功率水平 a. 如果功率水平低于150W，最好采用CRM或DCM方案。至於_CRM或DCM，取决于你是想优化满载效率(请采用CRM)；而如欲减少EMI问题(请选择DCM)。如上所述，NCP1601提供集两种方案优点于一身的极佳选择方案。 b. 如功率水平高于250W，CCM是首选方案。此方案虽然可保持峰值电流和RMS电流，但必须解决二极管反向恢复问题。 c. 如功率水平在150W与250W之间，方案的选择则取决于设计人员的磁件设计水平(CRM和DCM方案的升压电感更具挑战性)，但CCM方案虽然较为昂贵，但较有把握。随着NCP1653的推出，成本问题已获解决。 2. 其它系统要求拓扑的选择还取决于其它系统要求。例如，如果需要使系统中的频率同步，则不能采用CRM。此外，如果第二个功率段可处理较大范围(在某些功率序列安排中可能需要)的输入电压，则应选择跟随升压。最后，如果电源的输出电压未有严格规定，则最好采用NCP1651提