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毕 业 设 计学生姓名朱文鹏学 号330832031院 (系)文通学院专 业电子信息工程题 目超宽带无线通信中接收技术的研究指导教师曹凤莲 讲师 2012年5月 频域谱最优合并超宽带接收技术摘要: 基于超宽带( UWB) 无线通信系统提出了新型的频域接收技术) ) ) 频域谱最优合并( FD- SOC) 技术, 该技术利用任意超宽带脉冲信号的频域谱矢量和为实数, 且正负极性随脉冲形状变化的性质, 在频域内实现数据信息的最优接收. 理论分析了FD- SOC 技术的原理. 计算机实验仿真了超宽带信道环境下( IEEE 802. 15. 3a 信道模型) ,基于频域子空间信道估计的FD- SOC 超宽带接收机和基于最大似然(ML) 信道估计的超宽带Rake 接收机的性能,结果显示FD- SOC 超宽带接收机具有良好的性能.关 键 词: 超宽带; 子空间信道估计; 频域谱最优合并接收 Abstract: Frequency-domain spect rum-optima-l combinat ion ( FD-SOC) technology is a novel receivertechnology for ult ra wide-band ( UWB) systems. T his technolog y implement s the optimal reception ofthe transmitted data bits in frequency domain by utilizing the fact that the sum of the discrete spectrumcomponents of each UWB pulse is real and the polarity of the sum is variable according to the pulseshape. The principle of FD-SOC was analyzed theoret ically, and then the performance of FD-SOCUWB receiver w ith frequency-domain subspace channel est imat ion and UWB Rake receiver w ith max-imum likelihood ( ML) channel estimation w ere evaluated under UWB channel environment ( IEEE802. 15. 3a channel model) . The simulation result s show that FD-SOC UWB receiver has good performances.Key words: ult ra-w ide-band; subspace channel est imat ion; frequency-domain spect rum-opt ima-l comb-inat ion 前言: 当前, 常用的超宽带接收技术均是基于超宽带信号多径分辨率极高的特性, 在时域内收集多径能量, 典型的接收机应用是超宽带Rake 接收机 1, 2 .与窄带Rake 接收机相比, 超宽带接收机在实现上存在一些难题. 例如, 对极窄的超宽带脉冲采样, 要求ADC 的速率极高, 若利用并行采样, 接收机结构会复杂化, 同时在大搜索周期内捕获极窄脉冲很耗时.针对这些问题, 弗吉尼亚理工大学超大规模集成电路实验室于2004 年提出了频域超宽带接收机的概念 3, 4. 频域方法能以适度的复杂性和功耗实现数字CMOS. 但是, 频域超宽带接收机概念也引出了一系列待解决的问题, 针对这些问题, 本文提出了新型的频域接收技术_ 频域谱最优合并技术.目录：摘 要 Abstract前沿第一章 频域超宽带接收机第二章 频域子空间信道估计算法第三章 频域谱最优合并接收技术第四章 4 仿真分析第五章 结 论第一章频域超宽带接收机频域超宽带接收机由多个窄带低噪声放大器(LNA) 、滤波器、ADC 组能量捕获和判决单元组成 4 . 接收机通过一组滤波器实现频域采样, 每个滤波器捕获的频率分量就是其中心频率f k . f k =k $f , $f 是基准频率, 等于接收信号时域观察周期T w 的倒数, 一般取脉冲重复频率. 滤波器的数量取决于T w , 当T w 的值越大, 捕获的谱分量越多, 但$f 降低, 滤波器的数量增加. 每个滤波器要求2 个ADC,ADC 的采样速率为$f , 降低ADC 速率有利于其CMOS 实现. 由于宽带低噪声放大器CMOS实现较难, 频率接收机用多个窄带LNA 代替它. 能量捕获单元实现同步、信道估计、均衡等功能.第二章频域子空间信道估计算法单用户BPSK-UWB 系统发送二进制脉冲信号, 采用BPSK 调制方式. 发送信号s ( t ) 为式中, p ( t ) 是脉冲信号, 脉冲周期为T p; bi= 1为调制数据符号; T f 是脉冲重复周期; P 为发射功率.超宽带多径信道模型可等效为离散延迟线模型 5 , 表示为式中, L p 表示多径数; Ak 和Sk 表示第k 条径的衰减系数和延迟时间. 接收信号y ( t ) 为式中n ( t ) 为零均值、功率谱密度为N 0 的高斯白噪声. 在频域内以采样率$f 对频域接收信号Y ( X)进行抽样, 则离散频域接收信号为式中, X0 = 2P$f , Xn = n X0; S ( n ) 表示频域发送信号; N 是复高斯白噪声.定义一个P Q 维数据矩阵J 为式中y s n = Y ( n) / S ( n) . 令P 、Q L p 和z k=e- jX0Sk , 则矩阵J 的特征值分解为J= Us +s VTs+ Un +n VTn( 6)式中, U 和V 为Vandermonde 矩阵; + 是L p L p维对角矩阵. Vs 满足移位不变子空间性质 6 , 因此z k= e- jX0Sk 是矩阵Z 的特征值, 其为Z = V+ V式中, (#) 和(#) 分别表示去掉矩阵(#) 的第一行和最末行操作, 而上标(#)+ 表示矩阵伪逆运算. 信道传播系数Ak 可从y s n 估计出来, 即第三章频域谱最优合并接收技术离散频域接收信号的矩阵表示为Y= SH+ N ( 9)假设存在L 个可用的等间隔采样点, 则Y = Y( 1) , Y( 2) , , Y ( L ) 、S= S ( 1) , S ( 2) , ,S ( L ) , 信道冲激响应的DFT 系数H= H ( 1) ,H ( 2) , , H ( L ) 、N= N ( 1) , N ( 2) , , N ( L ) .由式( 9) 知, 接收信号Y ( n) 等于S ( n) 被信道H ( n)做加权处理后叠加上复噪声N ( n) , N ( n ) 表示第n个采样点时的噪声.已知脉冲p ( t ) 是带限信号, 假设其带宽范围为 - Xp/ 2, Xp/ 2 , 在该范围内存在p len 个等间隔($f ) 的离散谱分量P ( n ) = P ( 1) P ( 2) ,P ( p len) . 在 - Xp/ 2, Xp/ 2 内合并接收信号的所有离散谱分量为谱分量和Cy 是个复数, 从式( 10) 知, 它实际上是加权信号分量和Csh与噪声分量和Cn 的二维矢量和.图1 是复数Cy 的矢量合成示意图, 图中R y、R sh和R n 表示Cy、Csh和Cn 的实部.性质1 对于任意有限长实数序列u = u( n) , 1 n N , 其离散傅里叶变换序列U=DFT( u) , 复序列U 的矢量和总是实数, 且正负极性是变化的, 其中的表达式为有限长序列离散傅里叶变换性质可证明性质1.由性质1 知, 任意脉冲波形p ( t ) 和发送信号s ( t ) 在 - Xp/ 2, Xp/ 2 范围内的谱分量和Cp 与Cs均是实数, Cp 与Cs 的表达式为实数Cp 的正负极性由脉冲形状决定, 而Cs 与Cp的极性差别在于bi .信道传播特性和噪声的影响导致接收信号的谱矢量和Cy 为一复数( 正负双极性的BPSK 调制对它没有影响) , 数据信息最终从该复数中获取. 分析图1, 正确接收信号的条件是谱分量和Cy 的实部R y 与Cs 同极性, 即| NCy- N Cs| P2( 13)式中, N表示求相角运算; | #| 表示求模运算.R y= R sh + R n ( 14)由式( 14) 分析, R y 同时受信道和噪声的影响. 实际应用中, 有效地利用信道估计信息可以减小信道对Cy 的影响. 定义集合D = d 1, d 2, , , 元素d k 为 - Xp/ 2, Xp/ 2 内接收信号Y 的第k 个离散频率分量的位置标识, , k