PWM直流调速系统设计

精品文档 1欢迎下载 目录 前言 1 一 设计目的 2 二 设计要求 2 三 直流调速系统整体设计 2 四 系统参数选取 7 五 各部分设计 8 六 双闭环系统设计 14 七 系统仿真 17 八 设计总结 18 参考文献 19 精品文档 11欢迎下载 前言前言 由于直流电机具有良好的起动 制动和调速性能 已广泛应用于工业 航 天领域等各个方面 随着电力电子技术的发展 脉宽调制 PWM 调速技术已成 为直流电机常用的调速方法 具有调速精度高 响应速度快 调速范围宽和功 耗低等特点 而以 H 桥电路作为驱动器的功率驱动电路 可方便地实现直流电 机的四象限运行 包括正转 正转制动 反转 反转制动 已广泛应用于现代 直流电机伺服系统中 本文从直流电动机的工作原理入手 建立了双闭环直流 调速系统的数学模型 并详细分析了系统的原理及其静态和动态性能 然后按 照自动控制原理 对双闭环调速系统的设计参数进行分析和计算 利用 SIMULINK 对系统进行了各种参数给定下的仿真 通过仿真获得了参数整定的依 据 在理论分析和仿真研究的基础上 本文设计了一套实验用双闭环直流调速 系统 详细介绍了系统主电路 反馈电路 触发电路及控制电路的具体实现 对系统的性能指标进行了实验测试 表明所设计的双闭环调速系统运行稳定可 靠 具有较好的静态和动态性能 达到了设计要求 采用 MATLAB 软件中的控制 工具箱对直流电动机双闭环调速系统进行计算机辅助设计 并用 SIMULINK 进行 动态数字仿真 同时查看仿真波形 以此验证设计的调速系统是否可行 精品文档 22欢迎下载 一 设计目的一 设计目的 通过对一个实用控制系统的设计 综合运用科学理论知识 提高工程意识 和实践技能 使学生获得控制技术工程的基本训练 培养学生理论联系实际 分析解决实际问题的初步应用能力 二 设计要求二 设计要求 完成所选题目的分析与设计 进行系统总体方案的设计 论证和选择 系 统单元主电路和控制电路的设计 元器件的选择和参数计算 三 直流调速系统整体设计三 直流调速系统整体设计 1 1 直流电机 直流电机 PWMPWM 调速控制原理调速控制原理 直流电动机转速公式为 n U IR K 其中 U 为电枢端电压 I 为电枢电流 R 为电枢电路总电阻 为每极 磁通量 K 为电动机结构参数 直流电机转速控制可分为励磁控制法与电枢电压控制法 励磁控制法用 得很少 大多数应用场合都使用电枢电压控制法 随着电力电子技术的进步 改变电枢电压可通过多种途径实现 其中脉冲宽度调制 PWM 便是常用的改变电 枢电压的一种调速方法 其方法是通过改变电机电枢电压接通时间与通电周期 的比值 即占空比 来调整直流电机的电枢电压 U 从而控制电机速度 PWM 的核心部件是电压 脉宽变换器 其作用是根据控制指令信号对脉冲 宽度进行调制 以便用宽度随指令变化的脉冲信号去控制大功率晶体管的导通 时间 实现对电枢绕组两端电压的控制 在本次课程设计采用双闭环直流调速 系统进行调速控制 2 2 双闭环直流调速系统 双闭环直流调速系统 A 双闭环调速系统的工作过程和原理 电动机在启动阶段 电动机的实际 转速 电压 低于给定值 速度调节器的输入端存在一个偏差信号 经放大后输出 的电压保持为限幅值 速度调节器工作在开环状态 速度调节器的输出电压作为 电流给定值送入电流调节器 此时则以最大电流给定值使电流调节器输出移相 信号 直流电压迅速上升 电流也随即增大直到等于最大给定值 电动机以最大 精品文档 33欢迎下载 电流恒流加速启动 电动机的最大电流 堵转电流 可以通过整定速度调节器的 输出限幅值来改变 在电动机转速上升到给定转速后 速度调节器输入端的偏 差信号减小到近于零 速度调节器和电流调节器退出饱和状态 闭环调节开始起 作用 对负载引起的转速波动 速度调节器输入端产生的偏差信号将随时通过速 度调节器 电流调节器来修正触发器的移相电压 使整流桥输出的直流电压相应 变化 从而校正和补偿电动机的转速偏差 另外电流调节器的小时间常数 还能 够对因电网波动引起的电动机电枢电流的变化进行快速调节 可以在电动机转速 还未来得及发生改变时 迅速使电流恢复到原来值 从而使速度更好地稳定于某 一转速下运行 B 双闭环直流调速系统的组成 为了实现转速和电流两种负反馈分别起作用 可在系统中设置两个调节器 分别调节转速和电流 即分别引入转速负反馈和电流负反馈 两者之间实行嵌 套连接 如图 1 所示 把转速调节器的输出当作电流调节器的输入 再用电流 调节器的输出去控制电力电子变换器 UPE 从闭环结构上看 电流环在里面 称作内环 转速环在外边 称作外环 这就形成了转速 电流双闭环调速系统 图 1 转速 电流双闭环直流调速系统 其中 ASR 转速调节器 ACR 电流调节器 TG 测速发电机 TA 电流互感器 UPE 电力电子变换器 Un 转速给定电压 Un 转速反馈电压 Ui 电流给定电压 Ui 电流反馈电压 精品文档 44欢迎下载 实际上在正常运行时 电流调节器始终为不饱和状态 而转速调节器则处 于饱和和不饱和两种状态 双闭环直流调速系统的稳态结构图如图 2 所示 图 2 双闭环直流调速系统的稳态结构图 双闭环直流调速系统的动态结构图如图 3 所示 图 3 双闭环直流调速系统的动态结构图 图中和分别表示转速调节器和电流调节器的传递函数 sWASR sWACR 为了引出电流反馈 在电动机的动态结构图上必须把电流标示出来 电机在dI 启动过程中 转速调节器经历了不饱和 饱和 退保和三种状态 整个动态过 程可分为图 4 中的三个阶段 双闭环直流调速系统启动过程的转速和电流波形 如图 4 所示 精品文档 55欢迎下载 图 4 双闭环直流调速系统起动过程的转速和电流波形 图 4 中所示的启动过程 阶段 是电流上升阶段 电流从 0 到达最大允许 值 Idm ASR 饱和 ACR 不饱和 阶段 时恒流升速阶段 Id 基本保持在 Idm 电动机加速到了给定值 n ASR 饱和 ACR 不饱和 阶段 时转速调节阶段 退饱和阶段 ASR 不饱和 ACR 不饱和 双闭环直流调速系统的起动过程利用饱和非线性控制 获得了准时间最优 控制 但却带来了转速超调 C H 桥 PWM 变换器 脉宽调制器的作用是 用脉冲宽度调制的方法 把恒定的直流电源电压调 制成频率一定宽度可变的脉冲电压序列 从而改变平均输出电压的大小 以调 节电机的转速 由于题目中给定为转速 电流双闭环控制的 H 型双极式 PWM 直流调速系统 电动机 M 两端电压的极性随开关器件驱动电压的极性变化而变化 通过调ABU 节开关管的导通和关断时间 即占空比 可以达到对直流电机进行调速的目的 H 型双极性 PWM 变换器如图 5 所示 精品文档 66欢迎下载 图 5 桥式可逆 PWM 变换器电路 双极式控制可逆 PWM 变换器的四个驱动电压波形如图 6 所示 图 6 双极式控制可逆 PWM 变换器的驱动电压 输出电压和电流波形 精品文档 77欢迎下载 它们的关系是 在一个开关周期内 当 3g2g4g1gUUUU 时 晶体管 VT1 VT4 饱和导通而 VT2 VT3 截止 这时 当 ontt0 UsUAB 时 VT1 VT4 截止 但 VT2 VT3 不能立即导通 电枢电流经 Ttt ondi VD2 VD3 续流 这时 在一个周期内正负相间 这是双极式 PWM UsUAB ABU 变换器的特征 其电压 电流波形如图 6 所示 电动机的正反转体现在驱动电 压正负脉冲的宽窄上 当正脉冲较宽时 则的平均值为正 电动 2 T t on ABU 机正转 当正脉冲较窄时 则反转 如果正负脉冲相等 平均输出电 2 T t on 压为零 则电动机停止转动 双极式控制可逆 PWM 变换器的输出平均电压为 1 Us1 T t2 T t T Us T t Ud ononon 如果定义占空比 电压系数 则在双极式可逆变换器中 T ton s d U U 2 1 2 调速时 的可调范围为 0 1 相应的 当时 为正 电动机 1 1 2 1 正转 当时 为负 电动机反转 当时 0 电动机停止 但 2 1 2 1 是电动机停止时电枢电压并不等于零 而是正负脉宽相等的交变脉冲电压 因 而电流也是交变的 4 4 系统参数的选取系统参数的选取 1 1 PWM 变换器滞后时间常数 Ts PWM 控制与变换器的动态数学模型和晶闸管触发与整流装置基本一致 当 控制电压改变时 PWM 变换器输出平均电压按现行规律变化 但其响应UcUd 会有延迟 最大的时延是一周开关周期 T PWM 装置的延迟时间 一般选取TTs 0 001s 3 f 1 Ts 其中 开关器件 IGBT 的频率 f 精品文档 88欢迎下载 2 2 电流滤波时间常数和转速滤波时间常数 电流滤波时间常数和转速滤波时间常数 PWM 变换器电流滤波时间常数的选择与晶闸管控制电路有所区别 这里选 择电流滤波时间常数 0 002sToi 0 132 V min r nom adnom e n RIU C 1460 2 0136220 4 0 18s 2 2 30 375 e C RGD 2 132 0 30 375 5 05 22 5 0 03s l T R L 5 0 105 1 2 6 五 各部分设计五 各部分设计 1 1 电流调节器电流调节器 ACRACR 的设计的设计 A 电流环小时间常数计算 按小时间按常数近似处理 取iT 0 002 0 001 0 003 7 ToiTs B 电流调节器结构选择 根据设计要求 并保证稳态时在电网电压的扰动下系统无静差 可 5 i 以按典型 型系统设计电流调节器 电流环控制对象是双惯性的 因此可以采 用 PI 调节器 其传递函数可见式 8 8 s s i ii ACR 1 sW 精品文档 99欢迎下载 检查对电源电压的抗扰性能 分析可知 各项指标都是10 03 00 03 0 T T i l 可以接受的 C 电流调节器参数计算 电流调节器超前时间常数 s03 0 Tl i 电流环开环增益 要求 根据典型 I 型系统动态跟随性能指标和频 5 i 域指标与参数的关系可知 应取 因此5 0TK iI 9 1 i I s 7 166 03 00 5 0 T 50 K 于是 ACR 的比例系数为 25 1 05 0 40 5 003 0 7 166 s iI i R 10 D 校验近似条件 电流环截止频率 166 7 Ici 1 s 1 PWM 变换装置传递函数的近似条件 11 ci 1 s s3 333 001 0 3 1 T3 1 满足近似条件 2 校验忽略反电动势变化对电流环动态影响的条件 12 ci s 1 lm 8 40 003 0 18 0 1 3 TT 1 3 满足近似条件 3 电流环小时间常数近似处理条件 13 ci s 1 ois 7 235 002 0 001 0 1 3 1 TT 1 3 1 满足近似条件 精品文档 1010欢迎下载 E 调节器电容和电阻值计算 按所用运算放大器取 各个电阻和电容值的计算如下 k40R0 取 50 k504025 1 R 0i RKi k 取 0 6F Ri i 6 0 1050 03 0 C 3 i F 取 0 2F 20 1040 02 004 R T4 C 3 0 oi oi F PI 型电流调节器原理图如图 7 所示 图 7 含给定滤波与反馈滤波的 PI 型电流调节器 由以上计算可得电流调节器传递函数为 14 s3 00 103 0 25 1 1 sWACR s s sK i ii 校正成典型 I 型系统的电流环动态结构图如图 8 所示 精品文档 1111欢迎下载 图 8 电流环的动态结构图 2 2 速度调节器速度调节器 ASRASR 设计设计 A 时间常数的设定 在电流调节器的设计中为了达到电流超调的要求 5 i 所以电流环等效时间常数为 5 0TK iI I K 1 15 s06 0003 0022 1 i I K 转速环小时间常数 按小时间常数处理处理 取 n 16 s016 0 01 0 006 0 1 on I n B 转速调节器结构选择 为了实现转速无静差 在负载扰动作用点前必须有一个积分环节 它应该 包含在转速调节器 ASR 中 现在扰动作用点后面已经有了一个积分环节 因此 精品文档 1212欢迎下载 转速环开环调节器应该有两个积分环节 所以应该设计成典型 II 型系统 这样 的系统同时也能满足动态抗扰性能好的要求 由此可见 ASR 也应该采用 PI 调 节器 其传递函数为 17 s s n nn ASR 1 K sW C 转速调节器参数计算 按跟随性和抗扰性好的原则 取 h 5 则 ASR 的超前时间常数为 18 s n 08 0 016 0 5h n 转速环的开环增益为 19 2 222 468 75 016 0 252 15 h2 1h s n 于是可得 ASR 的比例系数为 20 12 7 016 0 5 0007 0 52 18 0 132 0 05 0 6 2 1h n n me Rh C D 校验近似条件 转速环的截止频率为 1 1 cn 37 508 0 468 8 s nN N 21 1 电流环传递函数简化条件 22 cn s 1 i 6 78 003 0 7 166 3 1K 3 1 满足简化条件 2 转速环小时间常数近似处理条件 23 cn 1 on 40 0s 010 7 166 3 1 3 1 满足简化条件 3 校核转速超调量 当 h 5 时 由典型 II 型系统的阶跃输入跟随性能指标的关系可知 精品文档 1313欢迎下载 不能满足设计的要求 实际上 突加阶跃给定时 ASR 饱和 不 6 37 n 符合线性系统的前提 应该按 ASR 退饱和的情况重新计算超调量 系统空载启动到额定转速时的转速超调量 7 6 180 0160 1460 132 0 5 0136 5 112 802 2 max max n m nb b b b n n z C C n n C C 满足要求 E 调节器电容和电阻值计算 按所用运算放大器取 各电阻和电容值计算如下 k40R0 取 510 kkR n 50840 7 12R 0n k 取 0 2F Rn n 157 0 F 10510 08 0 C 3 n F 取 1FF R on 1 1040 01 0 44 C 3 0 on F PI 型转速调节器原理图如图 9 所示 图 9 含给定滤波与反馈滤波的 PI 型转速调节器 由以上计算可得转速调节器的传递函数为 24 s s s s n nn 08 0 108 0 12 7 1 sWASR 校正成典型 II 型系统的转速环的动态结构图如图 10 所示 精品文档 1414欢迎下载 图 10 转速环的动态结构图 6 6 双闭环系统的电路设计双闭环系统的电路设计 1 1 转速调节器 ASR 电路 设计中采用运算放大器 TL082 作为系统转速调节器电路 如图 11 所示 给 定电压由正负 10V 电源加在两个电位器上构成 通过调节电位器 R11 R22 即可 调节给定电压的大小 在经过电压跟随器加到速度调节器上 图中稳压二极管 D3 D4 配合构成限幅器限制 ASR 输出的最大电压 保证了系统在启动过程中电 机能够在最大转矩下安全的恒流启动 实现饱和非线性控制 2 3 6 47 1 8 5 AR5 TL082 15V 15V R18 10k R19 10k R20 10k R21 10k C17 2uF C26 2uF C15 0 175uF R12 386k GND GND C29 0 1uF C8 10uF C6 0 1uF C27 10uF GND GND GND GND UnF R23 9 7k D5 10V D6 10V Ui 1K R11 Res Tap 1K R22 Res Tap 2 3 1 S1 SW SPDT GND 10V 10V 2 3 6 47 1 8 5 AR4 TL082 15V 15V C14 0 1uF GND C12 10uF GND C25 0 1uF GND C28 10uF GND 图 11 转速调节器 ASR 电路 精品文档 1515欢迎下载 2 电流调节器 ACR 电路 电流环调节器硬件电路是如图 12 所示的 PI 调节器 同速度调节器 D1 D2 构成限幅电路 当电动机过载甚至堵转时 限制电枢电流的最大值 起 到堵转以及过流保护作用 ASR 的输出作为给定信号加在端 反馈的电流信 i U 号加在 UiF 端 2 3 6 47 1 8 5 AR2 TL082 15V 15V R4 10k R5 10k R7 10k R8 10k C10 0 1uF C16 0 1uF C9 0 5uF R1 36 26k GND GND C22 0 1uF C2 10uF C1 0 1uF C19 10uF GND GND GND GND Ui UiF R16 15k D1 10V D2 10V Ucf 图 12 电流调节器 ACR 电路 电流检测部分采用霍尔传感器检测出主回路中的电流 送入电流调节器的电流 反馈输入端 通过调节电位器 R20 即可调节的值到适当的大小 电流检测电 路如图 13 所示 15 15 传传传 1K R20 GND UiF 图 13 电流检测电路 3 PWM 脉宽控制电路 如图 14 所示为 PWM 脉宽控制电路 控制电压 Uc 控制 SG3524 输出两路带死区 精品文档 1616欢迎下载 互补的 PWM 波 通过控制电压 Uc 的大小控制占空比的大小 然后一路 PWM 波连 接 U5 的 HIN 和 U7 的 LIN 另一路 PWM 波其通过 SN74LS04 反相连接 U7 的 LIN 和 U5 的 HIN 这样就共同通过一片 SG3524 驱动两路半桥电路 实现全桥驱动 VI 15 IN 2 IN 1 SD 10 SEN 4 SEN 5 5VREF 16 CMPEN 9 OSC SYNC 3 COLL A 12 COLL B 13 EMIT A 11 EMIT B 14 CT 7 RT 6 GND 8 U4 SG3524N LO 1 COM 2 VCC 3 NC 4 VS 5 VB 6 HO 7 NC 8 VDD 9 HIN 10 SD 11 LIN 12 VSS 13 NC 14 U5 IR2110 GND 4 2 D3 51 R16 51 R18 15 LO 1 COM 2 VCC 3 NC 4 VS 5 VB 6 HO 7 NC 8 VDD 9 HIN 10 SD 11 LIN 12 VSS 13 NC 14 U7 IR2110 6 5 D4 51 R20 51 R21 GND 5 15 12K RT 0 01u CT GND 1K R17 15 3 5K R15 GND 12 U6A 74LS04 5 GND GND Uc PWM1 PWM2 PWM3 PWM4 图 14 PWM 脉宽控制电路 SG3524 介绍和电路参数设定如下 SG3524 的基准源属于常规的串联式线性直流稳压电源 它向集成块内部的 斜波发生器 PWM 比较器 T 型触发器等以及通过 16 脚向外均提供 5V 的工作 电压 基准电压振荡器先产生 0 6V 3 5V 的连续不对称锯齿波电压 Vj 再变换 成矩形波电压 送至触发器 或非门 并由 3 脚输出 本设计采用集成脉宽调制器 SG3524 作为脉冲信号发生的核心元件 根据主 电路中 MOSFET 的开关频率 选择适当的 RT CT 值即可确定振荡频率 振荡器 频率由 SG3524 的 6 脚 7 脚外接电容器 CT 和外接电阻器 RT 决定 其为 f 1 15 RTCT 由初始条件知 开关频率为 10kHz 可以选择 RT 12k CT 0 01uF 两 路输出单独使用时 输出脉冲占空比为 0 45 脉冲频率为振荡频率的一半 两路输出并联使用才能使输出脉冲占空比为 0 90 脉冲频率为振荡频率 精品文档 1717欢迎下载 IR2110 介绍与电路参数设定如下 MOSFET 驱动采用了集成芯片 IR2110 IR2110 采用 HVIC 和闩锁抗干扰 CMOS 工艺制作 具有独立的高端和低端输出通道 逻辑输入与标准的 CMOS 输出兼容 浮置电源采用自举电路 其工作电压可达 500V du dt 50V ns 在 15V 下的 静态功耗仅有 1 6mW 输出的栅极驱动电压范围为 10 20V 逻辑电源电压范围 为 5 15V 逻辑电源地电压偏移范围为 5V 5V IR2110 采用 CMOS 施密特 触发输入 两路具有滞后欠压锁定 因 SG3524 振荡频率为 10KHz 电容 C35 和 C45 大小取 1uF 且为了防止 IR2110 驱动的半桥直通 反相器需有一定的时间裕量 保证同一路 IR2110 两 互补信号有死区 在这里用 SN74LS14 构成的反相器可以满足要求 7 7 系统仿真系统仿真 图 15 双闭环直流调速系统的 MATLAB 仿真原理图 图中 step 为一个电压阶跃信号