一种用于谐振变换器的充电模式控制设备

0 权 利 要 求 书 EIF101336 1 一种用于谐振变换器的控制设备 所述变换器包括适于驱动谐振负载 Cr 20 的开关电路 Q1 Q2 所述谐振负载包括至少一个变压器 20 该变压器 20 具有至少一个初级绕组 L1 以及至少一个次级绕组 L2 所述变换器适于将输入信号 Vin 变换为输出信号 Vout 所述开关电路包 括至少一个半桥 半桥包括第一 Q1 和第二 Q2 开关 所述半桥的中间 点 HB 被连接至所述 振负载 Cr 20 其特征在于 其包括第一装置 116 第二装置 111 114 以及第三装置 FF CO1 118 CO2 该第一 装置 116 适于对代表了在初级绕组中传递的电流 Ir 的信号 Vs 进行 整流 该第二装置 111 114 适于对所述整流后的信号 Vs 进行积分并且 适于根据该积分后的信号 Vint 产生所述开关电路的至少一个控制信号 HSGD LSGD 该第三装置 FF CO1 118 CO2 适于发送复位命令至 所述第二装置 以使得在当所述积分后的信号达到或者超过第一信号 Vc V2 的瞬间和代表了初级绕组中传递的电流 Ir 的信号 Vs 的下一 个过零点瞬间之间的时间期间 Tres 内防止其操作 2 根据权利要求1的设备 其特征在于所述第二装置 110 包括适于将所 述积分后的信号 Vint 与所述第一信号 Vc V2 进行比较并且当所述积 分后的信号达到或者超过所述第一信号时产生高电平信号的装置 3 根据权利要求2的设备 其特征在于所述第一信号 Vc 是代表了控制变 换器的输出信号 Vout 的反馈环的信号 4 根据权利要求2的设备 其特征在于所述第一信号 V2 是恒定信号 以 及所述第一装置 110 适于对所述整流后的信号 Vs 以及代表了控制变换 器的输出信号 Vout 的反馈环的电流信号 Ic 进行积分 5 根据权利要求2的设备 其特征在于所述第二装置 110 适于产生用于 所述半桥的所述第一 Q1 和第二 Q2 开关的第一 HSGD 和第二 LSGD 控制信号 所述第一开关连接至输入电压 Vin 该第三装置 FF CO1 118 CO2 适于在所述第一开关 Q1 关断并且 代表了初级绕组 L1 中传递的电流的信号 Vs 高于0时发送复位命令至所述 第二装置 111 或者反之亦然 在所述第一开关 Q1 导通并且 代表了初级绕组 1 L1 中传递的电流的信号 Vs 小于0时发送复位命令至所述 第二装置 111 6 根据权利要求1的设备 其特征在于其包括 J K触发器 FF 该触发器 FF 的数据输入信号是所述比较装置 CO1 的输出处的信号 其输入 J和 K由启动电路 115 驱动并且两个输出信号是用于半桥的所述第一 Q1 和 所述第二 Q2 开关的控制信号 HSGD LSGD 7 根据权利要求2的设备 其特征在于所述第一信号 V2 是变换器的输入 信号 Vin 的函数 8 一种集成电路 包括前述权利要求中任一个所限定的用于开关变换器的控 制设备 9 一种谐振变换器 包括 适于驱动谐振负载 Cr 20 的开关电路 Q1 Q2 所述谐振负载包括至少一个变压器 20 该变压器 20 具有至少一个初级 绕组 L1 以及至少一个次级绕组 L2 所述变换器适于将输入信号 Vin 变换为输出信号 Vout 所述开关电路包括至少一个半桥 半桥包括第一 Q1 和第二 Q2 开关 所述半桥的中间点 HB 被连接至所述 振负载 Cr 20 其特征在于 其包括权利要求 1 7中任一个所限定的控制设备 以 及所述初级绕组与初级绕组中传递的电流 Ir 的传感元件 Rs 串联连接 所述传感元件能够提供代表了初级绕组中传递的电流 Ir 的信号 Vs 10 一种用于谐振变换器的控制方法 所述变换器包括适于驱动谐振负载 Cr 20 的开关电路 Q1 Q2 所述谐振负载包括至少一个变压器 20 该变压器 20 具有至少一个初级绕组 L1 以及至少一个次级绕组 L2 所述变换器适于将输入信号 Vin 变换为输出信号 Vout 所述开关电路包 括至少一个半桥 半桥包括第一 Q1 和第二 Q2 开关 所述半桥的中间 点 HB 被连接至所述 振负载 Cr 20 其特征在于 其包括对代表了在 初 级绕组中传递的电流的信号 Vs 进行整流 对至少一个所述整流后的信号 Vs 进行积分并且根据该积分后的信号 Vint 产生所述开关电路的至 少一 个控制信号 HSGD LSGD 复位该积分 以使得在当所述积分后的 信号达 到或者超过第一信号 Vc V2 的瞬间和代表了初级绕组中传递的电 流 Ir 的信号 Vs 的下一个过零点瞬间之间的时间期间 Tres 内防止其 操作 11 根据权利要求10的方法 其特征 在于产生至少一个控制信号的所述步 骤 2 包括产生用于所述半桥的所述第一 Q1 和第二 Q2 开关的第一 HSGD 和第二 LSGD 控制信号 所述第一开关连接至输入电压 Vin 所述复位 阶段在所述第一开关 Q1 关断并且 代表了初级绕组 L1 中传递的电流的 信号 Vs 高于0时产生 或者反之亦然 在所述第一开关 Q1 导通并且 代表了初级绕组 L1 中传递的电流的信号 Vs 小于0时产生 3 摘 要 EIF101336 一一种种用用于于谐谐振振变变换换器器的的充充电电模模式式控控制制设设备备 描述了一种用于谐振变换器的控制设备 所述变换器包括适于驱动谐振负 载 Cr 20 的开关电路 Q1 Q2 所述谐振负载包括至少一个变压器 20 该变压器 20 具有至少一个初级绕组 L1 以及至少一个次级绕组 L2 所述变换器适于将输入信号 Vin 变换为输出信号 Vout 所述开关电路包 括至少一个半桥 半桥包括第一 Q1 和第二 Q2 开关 所述半桥的中间 点 HB 被连接至所述 振负载 Cr 20 该控制设备包括第一装置 116 第二装置 111 以及第三装置 FF CO1 118 CO2 该第一装置 116 适 于对代表了在初级绕组中传递的电流 Ir 的信号 Vs 进行整流 该第二装 置 111 适于对所述整流后的信号 Vs 进行积分并且适于根据该积分后 的信号 Vint 产生所述开关电路的至少一个控制信号 HSGD LSGD 该 第三装置 FF CO1 118 CO2 适于发送复位命令至所述 第二装置 以使得 在当所述积分后的信号达到或者超过第一信号 Vc V2 的瞬间和代表了初 级绕组中传递的电流 Ir 的信号 Vs 的下一个过零点瞬间之间的时间期间 Tres 内防止其操作 图3 0 说 明 书 EIF101336 一种用于谐振变换器的充电模式控制设备 本发明涉及一种用于谐振变换器的充电模式控制设备 在现有技术中已知强迫开关变换器 开关变换器 其具有用于控制其的 设备 谐振变换器是强迫开关变换器其中的一个大范围 其特征在于谐振 电路的存在扮演着决定输入 输出功率流的一个主动角色 在这些变换器中 由直流电压供电的包括 4 2 个功率开关 典型的为功率 MOSFET 的桥 半桥 产生电压方波 该电压方波施加至调制至所述方波基频的频率的 谐振电路 由此 由于其选择的特性 谐振电路主要响应于基频分量而忽 略方波的更高次谐波 这导致了传递的功率可通过改变其占空比保持恒定为50 的 方波的频率来调制 而且 依赖于谐振电路配置 相关于功率流的电流和 或 电压具有正弦或分段正弦的形状 这些电压被整流以及滤波 从而向负载提供 dc功率 在离线应用中 遵 照安全性规定 供电至负载的整流和滤波系统通过变压器耦合至谐振电路 该变压器提供电源与负载之间的隔离 这是由上述提及的规定所要求的 在所有隔离网络变换器中 同样也在这种情况中 连接至输入电源的初级 侧 涉及变压器的初级绕组 以及通过整流和滤波系统向负载提供功率的 次级侧 涉及变压器的次级绕组 之间具有区别 目前 在很多类型的谐振变换器中 被称为 LLC谐振变换器的谐振变换 器被广泛应用 特别是以半桥拓扑的结构 源自该谐振变换器的指定LLC采 用两个电感 L 和一个电容 C 图1示出了LLC谐振变换器的一个基本 结构 谐振变换器1包括由驱动电路3驱动的位于输入电压Vin和地GND之 间的晶体管Q1和Q3的半桥 在晶体管Q1和Q2之间的公共端点HB连接至 电路块2 该电路块2包括串联的电容Cr 电感Ls以及另一个与具有中间抽 头次级的变压器10并联的电感Lp 变压器的中间抽头次级的两个绕组连接 至两个二极管D1和D2的正极 两个二极管D1和D2的负极都连接至并联 的电容Cout和电阻Rout 在并联的Cout和Rout两端的电压就是谐振变换器 的输出电压Vout 同时dc输出电流Iout流经Rout 1 谐振变换器相比于传统的开关变 换器 非谐振变换器 典型的为 PWM 脉 宽调制 控制 具有显著的优 势 不具有陡峭边缘的波形 由于其 软 开关 而带来的功率开关的低开关损耗 高转换效率 可轻易达到95 以上 能够 运行在高频 低EMI 电磁干扰 产生 以及 最终 高功率密度 即 能够 建立具有在相对小的空间处理很大的功率等级的能力的变换系统 在大多数dc dc变换器中 闭环 负反馈控制系统使得变换器的输出电压 在改变运行条件的情况下保持恒定 运行条件 即 其输入电压Vin和 或输 出电流Iout 这是通过将输出电压的一部分与参考电压 Vref进行比较来实 现的 由输出电压传感系统 通常为电阻分压器 提供的值与参考值之间的差分或误 差信号Er通过误差放大器放大 其输出 Vc调制变换器中的量x 其中在每个 开关周期期间该变换器承载的能量基本上依赖于该量 x 由上述讨 论的 在谐 振电路中这样的一个重要的量是激励谐振电路的方波的开关频率 在所有的dc dc变换器的控制系统中 误差放大器的频率响应应当被恰当 的设计以确保 稳定的控制环 即 在变换器的运行条件扰动的情况下 一旦由该扰动 导致的瞬态结束 输出电压倾向于恢复到接近于扰动之前的稳定状态值 高的稳压性 即 输出电压在扰动之后恢复到的新的恒定值极为接近扰 动之前的值 好的动态性能 即 在扰动随后的瞬态期间 输出电压不会相对于期望 值具有很大的偏差并且瞬态很短 上述提及的控制目标可被表述为控制环的传递函数的一些特征量 例如 带宽 相位裕度 dc增益 在dc dc变换器中 这些目标可通过作用于 误差放 大器的频率响应 调节其增益以及传统的安排其传递函数的极点和零点 频率 补偿 来实现 这通常通过采用包括电阻和连接至电阻的具有合适值的电容的 无源网络来实现 但是 为了确定频率补偿以获得控制环的传递函数的期望特征 必须要已 知调节器增益 即控制电压 Vc转换到控制量x的系统增益 以及变换器 本身 相对于量x的频率响应 调节器增益通常不依赖于频率 并且在控制集成电路中固定 虽然dc dc变换器由于开关动作 为强非线性系统 但在合适的近似以 及某 2 种假定下 其频率响应可由与线 性网络相同的方式来描述以及表示 由 此 可 由以增益 零点和极点为特征的传 递函数来描述以及表示 该传递 函数关键 的 依赖于变换器的拓扑 即 在其运行模式下处理功率的元件的共同配置 以及 依赖于有控制环控制的量 x 其中该运行模式即在每个开关周期 在磁性部件 中存在连续电流传递 连续电流模式 CCM 或者不存在连续电流传 递 不 连续电流模式 DCM 虽然在PWM变换器中 通常采用不同的控 制方法 传 统的 在谐振变换器中 被用于控制变换器的量为施加至谐振电路的方波的开 关频率 在所有的用于市场上可获得的 dc dc谐振变换器的集成控制电路 其控 制 直接作用于半桥的谐振频率 直接频率控制 DFC 上 图2示出了用于该 类 型的谐振变换器的控制系统 在次级侧的误差放大器 4 在其输入的反相端 具 有输出电压Vout的一部分 以及在非反相端具有参考电压 Vref 其输出通 过 光耦5传输至初级侧以确保由安全规定要求的初级 次级隔离 并且该输出 作 用于控制集成电路30中的压控振荡器 VCO 6或者电流控制振荡器 ICO 这种类型的控制带来两类问题 第一类涉及 不同于 PWM变换器 由 增 益 极点和零点表述的用于谐振变换器的动态小信号模型并不已知的事实 仅 具有不可靠的实际应用的一些近似形式 换句话说 不知功率级的传 递函数 第二类问题涉及 根据基于仿真的研究结果 所述功率级的传递函数显示出强 可变dc增益 极点的数量依赖于运行点从一个至三个变化并且具有非常易变 的位置的事实 最后 由于输出电容 存在一个零点 大增益变换以及高可变性极点配置导致反馈控制环的频率补偿极为困难 这导致 实际上不可能获得在所有运行条件下的最优瞬态响应 并且需要在稳 定性和动态性能之间具有极大的妥协 另外 能量传输极为依赖于输入电压 音频 敏感性 这使得控制环不得不显著改变运行频率以补偿所述变动 由 于变换器的输入电压中总是具有频率两倍于主电压的频率的交流分量 在该 频率处的环增益需要足够高以有效的抵制所述交流分量并且显著的减弱在输 出电压中可见的剩余纹波 所有的这些因素导致了问题不能被全部解决的危险 尤其是当由变换器供 电的负载具有高的动态变化以及 或对于动态精确性或者响应速度或者输 入纹波 3 抵制存在严格的要求 最后 涉及DFC控制方法的另一个难题是开关频率对于谐振电路中的元 件 Cr Ls以及Lp 的值的敏感性 由于其制造公差这些值具有统计学分布 并且上述对保护电路的有效性产生不利影响 事实上 通常来说 为了避免转 换器运行异常 应当限制控制量 x 在谐振变换器的情况下 实施 DFC的谐 振控制器允许对半桥的操作频率的上限和下限进行限制 设置这些限制应当考 虑 由于上述提及的值的分布 变换器的操作频率范围应当相应的改变 由 此 频率的最小限制值应当小于作为所述范围采用的低端的最小值 以及最 大限制值应当大于作为所述范围采用的上端的最大值 这极大的减小了作为 防止异常操作情况的方法的频率限制的有效性 所述难题的解决包括 采用基于充电模式控制 CMC 的变换器控制 所述方法在W Tang F C Lee R B Ridley 以及 I Cohen的论文 Charge Control Analysis Modeling and Design 充电控制 分析 建模以及设计 中 第一次论述 其发表在电力电子专家会议 Power Electronics Specialist Conference 1992 PESC 92记录 IEEE年报第23期 1992年6月29日 7月3日 页码 503 511 第1卷上 而将之应用至谐振变换器的想法则在 W Tang C S Leu以及 F C Lee的论文 Charge control for zero voltage switching multi resonant converter 中发表 其发表在电力电子专家会议 Power Electronics Specialist Conference 1993 PESC 93记录 IEEE年报第24期 1993年7月20日 24日 页码 229 233 在第一篇论文中 小信号分析示出了由 CMC控制的变换器的动态与峰 值 电流模式控制系统类似 即 在半开关频率时具有一个单一的低频极点和一对 复共轭极点 不同于峰值电流模式 所述一对极点的阻尼系数仅依赖于占空比 当占空比高于50 其与已知的亚谐波不稳定性相关联 在CMC控制下 这样的阻尼系数还依赖于变换器的储能电感以及负载 对亚谐波不稳定性问 题的分析更困难 作为一种趋势 该不稳定性倾向于在输入电流为低值时产 生 由此倾向于在变换器的负载为低值时产生 然而 在两个方法中 通过 在电流斜坡中 或者在 CMC的情况下在积分中 增加 补偿斜坡 可解决该问 题 此外 该积分过程使得 CMC方法相比于峰值电流 模式更具有噪音不敏感 性 4 在第二篇论文中 由 Tang等撰写 公开了CMC类型的控制设备 其 适 于谐振正向 forward 拓扑并且由分 立的形式实现 流经初级侧功率电路 的电 流通过采用电流变压器直接积分 该电流变压器具有两个输出绕组和两个分立 的用于对两个串联连接的积分电容充电的整流系统 该系统并不适合被集成 另外 由于成本原因 具有变压器的电流传感系统用于大功率变换系统而不 用于低功率系统 从现有技术的状态来看 本发明的目标是提供一种与现有技术不同的用于 谐振变换器的充电模式控制设备 根据本发明 所述目标通过用于谐振变换器的控制设备 所述变换器包括 适合于驱动谐振负载的开关电路 所述谐振负载包括至少一个变压器 该变压 器具有至少一个初级绕组和至少一个次级绕组 所述变换器适于将输入信号变 换为输出信号 所述开关电路包括至少一个第一和第二开关的半桥 所述半桥 的中间点连接至所述谐振负载 其特征在于其包括第一装置 第二装置和第 三装置 该第一装置适于对表示在初级绕组中流通的电流的信号进行整流 该第二装置适于对至少所述整流后的信号积分并且适于根据积分信号产生所 述开关电路的至少一个控制信号 第三装置适于发送复位命令至所述第二装 置 以使得在当所述积分后的信号达到或者超过第一信号的瞬间和代表了初 级绕组中传递的电流的信号的下一个过零点瞬间之间的时间期间防止操作 本发明的优点在于 可提供一种用于谐振变换器的控制设备 其能够通过 将之等效为单一极点系统 至少在与频率补偿的设计相关的频率范围内 来 允许减少变换器的动态次序 从而改进其对于负载变化的瞬态响应 而且 所述控制设备通过降低对输入电压变化的敏感性和 或降低对更加 自由的设置环增益的可能性的敏感性 以减小变换器的音频敏感性 从而改进 其对输入电压变化的瞬态响应以及输入电压纹波的抵制 所述控制设备还允许对变换器的操作限制的设置无须考虑谐振电路参数的 分布 从而改进控制强度 本发明的特征和优点将通过下文对参考在附图中以非限制性示例来示出的 实际实施例的详细描述来清楚的呈现 其中 图1示出了根据现有技术的 LLC谐振变换器的电路原理图 图2示出了根据现有技术的具有对输出电压进行调节的谐振变换器的块原 5 理图 图3示出了根据本发明的具有充电模式控制设备的谐振变换器的电路原理 图 图4示出了根据本发明第一实施例的用于谐振变换器的控制设备的电路原 理图 图5示出了在图4的设备中包含的信号的一些时间矢量图 图6示出了图4中积分器的一些实施例 图7示出了根据本发明第二实施例的用于谐振变换器的控制设备的电路原 理图 图8示出了在图7的设备中包含的信号的一些时间矢量图 图3示出了根据本发明具有充电模式控制 CMC 控制设备100的谐振 变换器的电路原理图 该控制设备 100包括根据本发明的振荡器 101 该变换 器包括谐振负载 其优选的包括具有初级绕组 L1和次级的两个绕组L2的变压 器20 初级绕组L1通过电容Cr连接至半桥的中间点HB 该中间点HB为晶 体管Q1和Q2之间的公共点 并且初级绕组 L1还直接连接至传感电阻 Rs 传感电阻Rs连接至地GND 次级的两个绕组L2连接在地GND和两个分立 的二极管D1和D2之间 二极管D1和D2具有连接在一点的阴极端并 且该阴 极端连接至并联的电阻 Rout和电容Cout 并联的电阻Rout和电容Cout连接 至地GND 晶体管Q1和Q2优选的为MOS晶体管 尤其是NMOS晶体管 晶体管Q2的漏极端与晶体管Q1的源极端连接至一点 该点为半桥的中 间点 HB 电阻Rs连接在初级绕组L1的一端和地GND之间 谐振电流iR t 流经初 级绕组L1 图3示出了开关电路Q1 Q2中的电流传感元件 其表示为配置为与谐振 电路Cr 20 串联的电阻Rs 尤其是 该电阻Rs连接至变压器20的初级 L1 其中在该电阻Rs的端子上的电压与流经谐振电路的电流成正比 这仅为 非限制性的示例 该传感也可采用现有技术的其他方式 通过电容或电阻分压 器 具有电流变压器 霍尔传感器等 实施 现有技术的其他方式提供表示了 流经谐振电路的瞬时电流的电压信号 谐振电流具有零平均值 由于串 联的电容的存在 并且由此具有正值 和 复值 由此 施加至控制设备的输 入的电压信号Vs将具有正值和负值 连 接 6 至该输入的电路应当至少能够承受相 对于地的负电压 通常其绝对值低于 1V 而不会导致故障 控制设备100包括第一装置110 其适于对至少一个代表了谐振电流 Ir的 信号Vs进行积分 并且产生所述开关电路的至少一个控制信号 HSGD LSGD 设备100在其输入处具有电阻Rs端子上的电压Vs 以及由 块5提供的表示了输出电压 Vout的反馈环的电压信号Vc或电流信号Ic 电流 信号Ic或电压信号Vc是控制信号并且代表了控制输出电压 Vout的反馈环 优选的电流信号Ic或电压信号Vc是变换器的输出电流Iout和 或输入电压Vin 的方程 图4示出了根据本发明第一实施例的用于谐振变换器的控制设备的原理图 电压Vs 谐振电流的电压图象 由理想的全波整流器 116整流 并且 产生的 电压Vs 输出至可复位的积分器 111的输入 通过比较器CO1 积分器111的 输出电压Vint与由变换器的输出电压 Vout的控制环产生的控制电压 Vc相比 较 尤其是 电压Vint在比较器的非反相输入端子 而电压 Vc在反相输 入端 子 比较器CO1的输出输出至J K型的触发器FF的数据输入 输入J和K 由初始电路115设置以使得在第一运行周期开始之前 触发器 FF的输出为高 接着 随着第一运行周期的开始 输入 J和K都被设置为高逻辑电平 从而 J K型触发器作为T Toggle 型触发器 由此在CO1的每个高转变时改变输 出 的状态 触发器FF的输出Q连接至AND门AND1的输入 而输出 连接至Q AND门AND2的输入 在门AND1和AND2的输出处的信号HSGD和 LSGD是用于图3中半桥的晶体管Q1和Q2的驱动信号并且具有高逻辑值或 低逻辑值 控制设备包括装置FF CO1 118 CO2 其适于发送复位命令 Res至所 述积分器 以使得在当所述积分后的信号达到或者超过第一信号Vc的瞬间和 代表了初级绕组中传递的电流 Ir的信号Vs的下一个过零点瞬间之间的时间 期 间Tres防止操作 积分器111的复位输入Res 其在上升边沿或者正电平操作 被连接 至 XOR 异或 门118的输出 该XOR 异或 门118在输入接收J K触发器 7 FF的输出Q和CP信号 CP信号是比较器CO2的输出 比较器CO1将电压 Vs与0相比较 当CP信号和Q不一致时 信号Rs为高以使得积分器111的 输出Vint等于0 CP信号和Q的不一致发生晶体管Q1和Q2的周期每次进 行 切换的初始 此时电流仍具有前一个开关半周期的符号值 直到极性改变为止 由此 在谐振电流的正负半波形中 系统采用同样的操作 在电流具有与 施加至谐振电路的电压相同的符号值 当晶体管 Q1导通时为正 当晶体 管Q2 导通时为负 的瞬时 电压斜坡开始 当触发器FF的输出Q为高时 信号HVGD为高 Q1导通并且信号 LSGD为低 由此Q2关断 积分器111在先前被复位由此电压 Vint从0开始 当谐振电流Ir为正 门118的输出变为低由此解锁积分器 由此电压斜坡 Vint 可开始 当Vint Vc 比较器CO1的输出变为高并且改变了触发器 FF的条件 由此 其输出Q变为低 同时HSGD变为低 而输出 变为高 Q 低信号HSGD立即将晶体管Q1关断 但是晶体管Q2虽然在信号 为高Q 时应该导通 但是由于死区时间产生模块 112的作用仍然会在时间Td内保持 关断 死区时间产生模块112包括单稳态电路MF和两个门AND1 AND2 该模块在时间Td内保持信号LSGD为低 在切换Q1为断开后该延迟是必须 的 以使得节点HB 半桥的中间点 的电压变为 0 以这种方式 当晶体管 Q2导通时 其漏源极电压基本上为 0 尤其是为稍负 其由晶体管 Q2的体二 极管嵌位 在关断晶体管Q2和导通晶体管Q1的正向变换期间也是同样的 这就是软开关机制 其消除了导通时的开关损耗 时间Td由通过与门设置信 号HSGD和LSGD在这段时间内都为低的单稳态输出的低电平持续时间而固 定 时间Td可内部固定或者通过合适的控制系统与中间点电压的变换速度相 匹配 由此 在Td过去之后 晶体管Q2将被导通 并且谐振电流将具有与 晶 体管Q1导通期间的前一个半周期完全相同的发展 只是具有负的符号值 由 于整流器116 通过积分器示出的符号值将与在前一个半周期示出的完全相同 与前一个半周期不同的是 门 118的输出为低由此解锁积分器并且当 Ir为负是 激励电压斜坡Vint 图4示出的积分器可通过各种方式实现 在图 6中示出了一些示例 电 8 路a 包括由电压Vs 驱动的电流发生 器Is 该电流发生器Is采用根据因素 与Vs 成比例的电流对电容Ci充电 发生器Isc是运行补偿的发生器 以 避免 亚谐波不稳定 Isc值可被固定或者依赖于控制或更通常的整个变换器的一个 参数 例如 输入电压 考虑到电容的构成方程 在其端子上的电压 Vint将 在Q1导通的时间期间与Vs 的积分成比例 t dtIsctVs Ci tVi 0 1 与电容Ci并联连接并且由信号Res控制的开关SW闭合以对电容Ci放电 以使得其电压Vint等于0 复位功能 在电路a 示出的可控电流发生器可通过电路 b 示出的运算跨导放大器 实现 其跨导值gm与电路a 的可控发生器的增益 相对应 在各情况中 电容Ci优选的为集成设备U1的外部元件 并且由此连接至一个特定的管脚以 提供给使用者对集成模块的时间常数进行校准的手段 该集成设备U1包括根 据本发明的控制设备 在电路c 中 具有一个运算放大器 其反相输入端通过电阻 R连接至电 压Vs并且其非反相输入端连接至固定的电压 Vr 该电压Vr通常假定为0 电 容Ci放置在其反相输入端和输出之间以使得积分电路具有时间常数RCi 放电 开关SW与电路a 以及b 中一样操作 可给出 Ci两端的电压Vint t dtIsctVs RCi tVi 0 1 1 并且由此确定与其他电路类似的操作 电路a 的驱动发生器的晶体管级电路构成或者电路 b 和c 的操作 由于在Q1的初始导通相 发生器的输出 Vint为负值 而导致了一些问题 采 用的电路拓扑必须考虑到该问题 应当注意 当信号Res为高的所有时间周期期间 开关 SW保持导通并且 短路电流发生器 即使图 6的电路中没有特别示出 在开关 SW闭合的时间周 期期间失效所述发生器的装置可被选择性的提供以减小消耗 在电路a 和b 中 连接至电压Vs 的管脚的输入阻抗可为非常大 如 果输入级由MOSFET构成 事实上为无穷 相反 在电路c Ci的充电电路从 所述管脚输出并且流经电阻 Rs 通常 由于该充电电流典型的为十或百 A 9 其远小于谐振电流 因此不会造成问 题 但是 在特殊设备中采用选择解 决方 式的识别元件时 这将成为一个 问题 当Is Isc 即 当谐振电流以及由此的电压 Vs 为低 其在当变换器负 载 为低时发生 或者由于被称为软开关电路而在变换器启动时发生 该软开关电 路导致电路逐渐上升以使得功率元件上的应力被限制 时 Ci的充电基本上 由Isc来完成 由此 控制倾向于失去 CMC特征而在导通周期期间采 用直接 控制 如同直接频率控制 DFC所做的一样 这带来