IC课设报告-电流源负载共源极放大器的设计

IC 课设报告课设报告 题 号 题 目 电流源负载共源极放大器的设电流源负载共源极放大器的设 计计 指导老师 院 系 专业班级 学 号 同组成员 姓 名 目录目录 一 背景简介一 背景简介 1 CMOS 2 Hspice2 Hspice 二 设计目标二 设计目标 三 设计思路概述三 设计思路概述 1 流程流程 2 2 高频分析高频分析 四 具体设计步骤四 具体设计步骤 1 1 选取选取 W L 的值的值 2 2 仿真单个仿真单个MOS的特性的特性 3 3 相关参数计算相关参数计算 4 4 小信号等效电路及增益 带宽小信号等效电路及增益 带宽 5 5 整体仿真增益和带宽结果整体仿真增益和带宽结果 五 电路相关曲线仿真五 电路相关曲线仿真 1 1 直流特性仿真直流特性仿真 2 2 瞬态分析仿真瞬态分析仿真 3 3 功耗分析仿真功耗分析仿真 4 4 相位仿真曲线相位仿真曲线 5 5 幅值仿真曲线幅值仿真曲线 六 理论与实际的讨论六 理论与实际的讨论 1 1 数据数据 2 2 继续思考继续思考 七 课程小结七 课程小结 1 1 收获和建议收获和建议 2 2 成员工作量成员工作量 一 一 背景简介背景简介 1 CMOS 当今世界 随着计算机 通讯 网络技术的迅猛发展和全球经 济一体化进程的加快 发展微电子产业的重要性已日益为各国政府 及有识之士所接受 当今社会进入到了一个崭新的信息化时代 微 电子技术正是信息技术的核心技术 集成电路 Integrated Circuit 简 称IC 就是将有源元件 二极管 晶体管等 和无源元件 电阻 电容等 以 及它们的连线一起制作在半导体衬底上形成一个独立的整体 集成 电路的各个引出端就是该电路的输入 输出 电源和地 学习了解 IC方面的知识已成为每一个当代大学生的基本要求 共源极放大器是CMOS电路中的基本增益级 它是典型的反向放大 器 负载可以是有源负载或者电流源 共源极放大器需要得到比有 源负载放大器更大的增益 设计电流源负载共源极放大器对学习了 解IC有着本质的帮助和提高 这是理论与实践的相结合 下图是电 流源负载共源放大器 这种结构采用电流源负载代替PMOS二极管连 接的负载 电流源是共栅结构 采用栅极加直流电压偏置VGG2 的P 沟道管 实现 小信号性能可由模型中用gm2vout 0 考虑M2 的栅极交流接 地 来求得 小信号电压增益为 取决于器件尺寸 电流和使用的技术 这个电路的典型增益在 10 100 的范围内 为了用电阻性负载得到类似的增益 必须 使用远远高于5V的电源电压 电阻性负载方法还会大大提高功率损 耗 但是 这里应该提到的是 对于低增益 高频率级 如果不 需要大量硅面积 用电阻负载会更理想 因为它们一般都有较小的 寄生电容 它们通常还比有源负载噪声小 这是个有意义的结果 随着直流电流的减小 增益上升 这是因为输出电导正比于偏置电 流 而跨导正比于偏置电流的平方根 增益随ID减小而增加可一直 保持到电流接近亚阀值工作区 即弱反型层出现 此时跨导变为正 比于偏置电流且小信号电压增益成为偏置电流函数的常数 如果我 们假设亚阀区发生在电流近似为1 的时候 又如果 W L 1 W L 2 10 使用0 8 m模型的参数值可给出图所示的电流负载 CMOS共源放大器的最大增益近似为 521V V 图示出了电流源负载 作为直流偏置电流的函数的典型关系 假设亚区效应发生在近似等 于1 的时候 上图为中M2 的栅极接到M1 的栅极 即为推挽COMS共源放大器 比较电流源和推挽共源放大器 可以得出 采用同样的晶体管 推 挽共源放大器具有更高的增益 这是由于两个晶体管都由vIN驱动的 缘故 推挽共源放大器的另一个优点是它的输出可以端到端的满摆 幅工作 推挽共源放大器的小信号能取决与它的工作区 如果假设 M1 M2 都处于饱和区 就能得到最大电压增益 我们可以借助图4 5 来分析小信号性能 小信号电压增益是 我们注意到与电流源 漏共源放大器一样 电压增益同样受直流 电流的影响 2 Hspice2 Hspice Hspice 现在属于Synopsys 公司 是IC 设计中最常使用的工 业级电路仿真工具 用以对电子电路的稳态 瞬态及频域的仿真和 分析 可以精确的仿真 分析 优化从直流到高于100GHz 频率的微 波电路 目前 一般书籍都采用Level 2 的MOS Model 进行计算和 估算 与Foundry 经常提供的Level 49 和Mos 9 EKV 等Library 不同 而以上Model 要比Level 2 的Model 复杂的多 因此 Designer 除利用Level 2 的Model 进行电路的估算以外 还一定要 使用电路仿真软件Hspice Spectre 等进行仿真 以便得到精确的 结果 Hspice 输入网表文件为 sp 文件 模型和库文件为 inc 和 lib Hspice 输出文件有运行状态文件 st0 输出列表文件 lis 瞬态分析文件 tr 直流分析文件 sw 交流分析文件 ac 测量 输出文件 m 等 其中 所有的分析数据文件均可作为AvanWaves 的输入文件用来显示波形 Hspice 所使用的单位 Hspice有如下功能 电路级和行为级仿真 直流特性分析 灵敏度分析 交流特性分析 瞬态分析 电路优化 优化元件参数 温度特性分析 噪声分析 傅立叶分析 Monte Carlo 最坏情况 参数扫描 数据表扫描 功耗 各种电路参数 如H参数 T参数 s参数 等可扩展的 功能分析 文件结构 二 设计目标二 设计目标 设计如图所示的电流源负载共源级放大器 要求满足下列指标 工艺 0 35umCMOS 工艺 电源电压3 3V 带宽20MHz 输入直流电压为 1 6V 时 的增益 30dB 负载电容5pF M1M2 X Y IREF VDD Vin Vout 三 设计思路概述三 设计思路概述 1 流程流程 1 先由指标值 主要是增益与带宽 由公式倒推出大致符 合设计要求的 NMOS 与 PMOS 的 W L 的值 2 写整个电路的网表 并用Hspice仿真验证所得到的W L 的值是否满足指标值 若不满足 则适当修改W L的值 直至大致 满足指标值 接下来按题目所给的设计步骤完成相关参数的计算 即 1 仿真单个 MOS 的特性 得到某 W L 下的 MOS 管的小 信号输出电阻和跨导 2 根据上述仿真得到的器件特性 推导上述电路中的器件 参数 3 手工推导上述尺寸下的共源级放大器的直流工作点 小 信号增益 带宽 4 如果增益和带宽不符合题目要求 则修改器件参数 并 重复上述计算过程 5 一旦计算结果达到题目要求 用 Hspice 仿真验证上述指 标 6 如果仿真得到的增益和带宽不符合要求 则返回步骤 2 直至符合要求 2 2 高频分析高频分析 为了进行高频分析 共源放大器的小信号等效电路如图2 所示 这里 Cgs1 是M1 的栅极 源极电容 注意 我们已经假设输入源 极的输出电容可以忽略 电容C2 由M1和M2 的漏极 衬底电容与负 载电容CL 的并联组成 CL 一般占主导地位 在高频下分析电路可使用节点分析 在节点v1 我们把所有离 开节点的电流相加并设置总和为零 得到 其中 而且 在输出节点有 其中 得 有趣的是 3dB频率下的结果与使用零值时间常数分析技术 Gray 1993 的结果相同 在这个技术中 通过假设其它所有电容 器为零 计算出每个电容器的时间常数 在问题中用电压源代替电 容器 再用电压源与从电压源流出的电流的比来计算出那个电容器 看到的电阻 电容器看到的时间常数就是电容乘以那个电容看到的 电阻 整个电路 3dB的频率为1 除以单个电容时间常数的总和 对 于共源放大器 Cgs1 看到的电阻是输入源极阻抗Rin Cgd1 看到的 电阻 在较高频率下 当增益不比1 大很多时 第二个极点和零点必须考 虑 第二个极点的频率可通过假设极点是真实的并分隔很远 则分 母可以表示为 四 具体设计步骤四 具体设计步骤 1 1 选取选取 W L 的值的值 由指标手工倒推出来的 W L 的值始终无法仿真满足所有的指标 值 我也尝试了任意修改 W L 的值 却始终找不到仿真后满足增益 指标和带宽指标的适当值 无奈之下 只好记下了以下几组较接近 指标的 W L 的值 优先保证增益为 30dB NMOS W LPMOS W LIREF A增益 dB带宽 hz 70u 10u55u 10u491u30 18 45k 80u 10u50u 10u559u30 39 12k 90u 10u55u 10u629u30 11 02m 100u 10u60u 10u699u30 01 21m 60u 5u80u 10u819u30 21 37m 90u 5u60u 5u1 23m30 42 12m 90u 3u90u 3u1 99m30 73 15m 综合考虑增益和带宽指标且考虑到 IREF 应尽可能小 所以选取 NMOS W L 90u 3u PMOS W L 90u 3u 这一组数据进行设计 2 2 仿真单个仿真单个MOS的特性的特性 先仿真NMOS W L 90u 3u 的特性 网表 EX2 1 use spice to simulation MOS output lib D CMOS 035 Spice Model lib tt option post 2 numdgt 7 tnom 27 M1 2 1 0 0 N 33 W 90U L 3U VDS 2 0 VGS 1 0 1 6 DC VDS 0 3 0 1 PRINT DC i m1 END 仿真曲线 再仿真单个PMOS W L 90u 3u 管的特性 网表 EX2 1 use spice to simulation MOS output lib D CMOS 035 Spice Model lib tt option post 2 numdgt 7 tnom 27 M1 2 1 0 0 p 33 W 90U L 3U VDS 2 0 VGS 1 0 1 6 DC VDS 0 3 0 1 PRINT DC i m1 END 仿真曲线 3 3 相关参数计算相关参数计算 NMOS 由NMOS仿真曲线知饱和区内两点 VDS1 2 2V ID1 1 97m VDS2 2 8V ID2 1 98m 由公式 ID1 ID2 1 VDS1 1 VDS2 可算得 n 0 0086 V CMOS 由NMOS仿真曲线知饱和区内两点 VDS1 2 5V ID1 5 51u VDS2 2V ID2 5 45u 由公式 ID1 ID2 1 VDS1 1 VDS2 可算得 p 0 023 V 由公式 r 1 ID 取ID 1 98m 则可算得小信号电阻rds rn 58 7K rp 21 9K 4 4 小信号等效电路及增益 带宽小信号等效电路及增益 带宽 从0 035um工艺表中可查得 NMOS 管PMOS 管 4 noxu C 1 97 10 5 poxu C 8 88 10 THN V 0 607V THP V 0 8019V 图中Vin VGS 1 6V CM断开 Rout rn rp Cout 5pF NMOS 知 gm3 0 005 由小信号等效电路图可得到增益公式 Av gm3 rn rp 带宽公式的推导 输出端接5PF的电容时 Vout Vin gm3 rn rp 1 CS gm3 1 RCS R rn rp gm3 1 jRCW 其模为 gm3 sqrt 1 R R C C W W 当sqrt 1 R R C C W W sqrt 2 时 对应的频率为带宽 即 R R C C W W 1 即 W 1 RC f W 2 1 2 RC 由此就得到了带宽公式 1 2 RC 带入值计算知 增益 20lgAv 20lg gm3 rn rp 38dB 带宽 1 2 RC 2mHZ 如之前说明的一样 增益达到了要求 带宽达不到 5 5 整体仿真增益和带宽结果整体仿真增益和带宽结果 M1M2 X Y IREF VDD Vin Vout 提供给NMOS的VGS为直流1 6V 交流1V 假设输出端接5PF 的电容 当放大器被偏置在过渡区时 试用HSPICE Vout Vin 的小信号频率响应 给出从0Hz到100MHz范围内的幅度和相 位响应 网表 common source amp ac analysis options list node post op M1 1 1 VDD VDD p 33 w 90u l 3u M2 2 1 VDD VDD p 33 w 90u l 3u M3 2 3 0 0 n 33 w 90u l 3u cl 2 0 5p IREF 1 0 1 99m Vdd VDD 0 dc 3 3 Vin 3 0 dc 1 6 AC 1 AC DEC 10 100 50MEG PRINT VDB 2 VP 2 vm 2 LIB D CMOS 035 Spice Model lib TT END 仿真曲线 从图上读出 增益为 30 7dB 带宽为 3 15MHZ 这就是我们组最后设计的仿真结果 做了很多种尝试 始终不 能在保证增益的前提下 进一步的提高带宽至20MHZ 五 电路相关曲线仿真五 电路相关曲线仿真 1 1 直流特性仿真直流特性仿真 输入为直流从0v到3 3v 步长为0 1v 电路如图所示 试用 HSPICE仿真器得到Vout作为Vin函数关系的曲线 确定Vout 0V时 Vin的直流值 网表 common source amp ac analysis options list node post op M1 1 1 VDD VDD p 33 w 90u l 3u M2 2 1 VDD VDD p 33 w 90u l 3u M3 2 3 0 0 n 33 w 90u l 3u IREF 1 0 1 99m Vdd VDD 0 dc 3 3 Vin 3 0 dc 3 3 dc vin 0 3 3 0 1 PRINT dc v 2 LIB D CMOS 035 Spice Model lib TT END 仿真曲线 2 2 瞬态分析仿真瞬态分析仿真 当电路输入脉冲信号时的瞬态响应 仿真时间从0 到4us 网表 common source amp ac analysis options list node post op M1 1 1 VDD VDD p 33 w 90u l 3u M2 2 1 VDD VDD p 33 w 90u l 3u M3 2 3 0 0 n 33 w 90u l 3u cl 2 0 5p IREF 1 0 1 99m Vdd VDD 0 dc 3 3 Vin 3 0 PWL 0 0v 1u 0v 1 05u 3v 3u 3v 3 05u 0v 6u 0v tran 0 01u 4u print tran v 2 v 3 LIB D CMOS 035 Spice Model lib TT END 3 3 功耗分析仿真功耗分析仿真 网表 common source amp ac analysis options list node post op M1 1 1 VDD VDD p 33 w 90u l 3u M2 2 1 VDD VDD p 33 w 90u l 3u M3 2 3 0 0 n 33 w 90u l 3u IREF 1 0 1 99m Vdd VDD 0 dc 3 3 TRAN 1N 200N measure tran p AVG POWER from 0n to 100ns PROBE POWER LIB D CMOS 035 Spice Model lib TT END 仿真曲线 4 4 相位仿真曲线相位仿真曲线 仿真输出的相位 5 5 幅值仿真曲线幅值仿真曲线 输出的幅值曲线图 未转化为dB前的幅值曲线图 六 理论与实际的讨论六 理论与实际的讨论 1 1 数据数据 指标的数据 增益 dB带宽 MHZ 指标值 3020 理论值 382 实际值 30 73 15 MOS管及电流源的数据 NMOS W 90u l 3u CMOS W 90u l 3u IREF 1 98M 2 2 继续思考继续思考 本组进行了很多次理论值的计算 也进行了很多次修改参数后 的仿真 不停的计算 不停的仿真 不停的修改 不停的仿真 如 此循环 可是 在保证增益达到指标的情况下 却始终不能满足带 宽的要求 而且与带宽的要求差距不小 在我组成员的不断努力下 最终在保证增益的指标下 带宽调到了3 15MHZ 不知道这个结果能 不能令老师满意 但是我们真的尽力了 也无能为力了 增益与带宽本来就是两个相矛盾的量 相互制约着大小 调节 使增益变大 带宽就会适当变小 调节使带宽变大 增益就会适当 变小 3 15MHZ不是我们组得出的最大带宽 继续增大W L 并继续增大 电流源电流 就可以保证增益指标的前提下 继续增大带宽 但是 想了一下 很可能这种方法最多也就只能增大到5MHZ 已然远不及 20MHZ 也没有其他思路同时达到增益带宽两个指标 而且时间有限 不能总是去不停的调参数 所以也就做到这里为止了 题目中给出的VDD为3 3V 这也是限制指标增长的一个因素 如 果可以增大VDD 那么相同参数下的增益必然将增加 这样就可以适 当减小增益至指标值 借此来增大带宽 总有一个适当大的VDD值 能使增益为30db 带宽为20MHZ同时满足 七 课程小结七 课程小结 1 收获和建议 开始拿到这个题目时 我毫无头绪 根本不知道要做些什么 最重要的是脑海中始终无法建立一个与之相关的模型 而这门课程 又安排在一学期的最后时刻 正值各种考试来临 初始实在没有时 间来思考盘算这门IC课设 长达两个星期的考试期间这门课设就像 一块石头一样始终堵在我的胸口 吐不出来 也咽不下去 很是烦 心 终于 考试结束了 但是也只剩下两三天