电子毕业论文-多周期同步等精度测量频率计

2013 届本科毕业设计（论文）绪论在电子技术中，频率是最基本的参数之一，并且与许多电参量的测量方案、测量结果都有十分密切的关系，因此，频率的测量就显得更为重要。测量频率的方法有多种,其中电子计数器测量频率具有精度高、使用方便、测量迅速，以及便于实现测量过程自动化等优点，是频率测量的重要手段之一，因此数字频率计是计算机、通讯设备、音频视频等科研生产领域不可缺少的测量仪器。 。电子计数器测频有两种方式：一是直接测频法，即在一定闸门时间内测量被测信号的脉冲个数；二是间接测频法，如周期测频法。直接测频法适用于高频信号的频率测量，间接测频法适用于低频信号的频率测量。本设计的多周期同步等精度测量频率计在硬件方面是基于 AT89C51 单片机，外加一些模拟硬件和数字硬件电路和大规模可编程逻辑器件实现的，整个系统非常精简，而且具有灵活的现场可更改性。在不更改硬件电路的基础上，对系统进行各种改进还可以进一步提高系统的性能。该数字频率计具有同步、等精度、高速、精确、可靠、抗干扰性强和现场可编程等优点。本设计的数字频率计以 AT89C51 为核心，在软件编程中采用的是 C51语言，测量时所有频段均采用了多周期同步测量法，它避免了直接测频法在低频段误差大与直接测周期在高频段误差大对精度的不足，同时消除了直接与间接相结合方法，需对被测信号的频率与中界频率的关系进行判断带来的不便，能实现较高的等精度频率和周期的测量。在设计中，采用了门控信号和被测信号对计数器的使能端进行双重控制，提高了测量的精确度；在运算单元上采用了 AT89C51单片机，其本身就还有丰富的逻辑功能，也包含有本设计所需要的除法功能，不仅提高了运算速度，而且减小了资源消耗。事实上频率和时间的测量已越来越受到重视，长度、电压等参数也可以转化为与频率测量有关的技术来确定。本文通过对传统的多周期同步法进行探讨，提出了多周期同步等精度测量方法。最简单的测量频率的方法是直接测频法，直接测频法就是在给定的闸门信号中填入脉冲，通过必要的计数电路，得到填充脉冲的个数，从而算出待测信号的频率或周期。在直接测频的基础上发展的多周期同步测量方法，在目前的测频系统中得到越来越广泛的应用。多周期同步法测频技术的实际闸门时间不是固定的值，而是被测信号的整周期倍，即与被测信号同步，因此消除了对被测信号计数时产生的1 个字误差，测量精度大大提高，而且达到了在整个测量频段的等精度测量，测量分辨率与被测频率的大小无关，仅与取样时间及时基频率有关，可以实现被测频带内的等精度测量。取样时间越长，时基频率越高，分辨率越高。多周期同步法与传统的计数法测频比较，测量精度明显提高。2013 届本科毕业设计（论文）本设计中在开始对各种实现方案进行比较后，在最终确定实现方案的基础上，对各子系统模块电路都进行了详细的介绍，如主要由模拟电路组成的输入通道子系统；由数字硬件电路实现的多周期同步等精度测量控制及功能切换子系统；单片机及其外围部件子系统，在本设计中对该三部分的组成与原理都作了详细的介绍与论述。同时也给出了个子系统的电路原理图，以及软件部分的实现流程图。同时本设计也对一些基本实用的原理进行简单的介绍：如数字化直接测量频率的原理，数字化直接测量周期的原理，数字化直接测量时间间隔的原理，以及中界频率的测定和多周期同步测量法（倒数计数器）原理的介绍，在对比之后选择了多周期同步测量法来实现本设计。因为在本设计中从分析可知较为合理的测量方法直接测量和间接测量相结合的方法，而采用此方法是还需要对被测信号的频率与中界频率的关系进行判断，以确定是采用测频还是测周期法。而多周期同步测量法不需要这一步，并能实现高的等精度频率和周期的测量。2013 届本科毕业设计（论文）第 1 章测量原理与测量方法的分析 1.1 数字化直接测量频率的原理 SXTNf/=闸门时间图1.1 计数式测频的原理方框图无论频率、周期还是时间间隔的测量，均是基于主门加计数器的结构而实现的，图 1.1 示出了这种计数式直接测频的原理框图。其中主门具有“与门”的逻辑功能。主门的一个输入端送入的是频率为 fX 窄脉冲，它是由被测信号经 A 通道放大整形后得到的。主门的另一个输入端送入的是来自门控双稳的闸门时间信号TS。因为门控双稳是受时基（标准频率）信号控制的，所以 TS 既准确又稳定。设计时通过晶体振荡器和分频器的配合，可以获得 10s、1s 、0.1s 等闸门时间，由于主门的“与”功能,它的输出只有在闸门信号 TS 有效期间才有频率为 fX 的脉冲输出，并送到计数器去计数，计数值为 N=TS = TSfX，它与被测信号的频率 fX/成正比，有此可得：fX =N / TS 式（1.1）由上式可知，当闸门时间为为 1s 时，N 值就是被测信号的频率。因为各个闸门时间之间为 10 的倍数关系，所以当 N 以十进制数显示时，对 TS 的取值不为1S 时，只要移动小数点的位置就能直接显示出所测信号的频率的值。该测频方法由于主门的开启时间与被测信号之间不同步，而使计数值 N 带有1 的测量误差；且被测信号频率越低时，该量化误差的影响就越大。若再考虑有晶体振荡器引起2013 届本科毕业设计（论文）的闸门时间误差，对式（1.1）进行积累与合成运算，可以得到计数式直接测频误差的计算公式如下：= - =（ + ） 式（1.2）XfNSTXf1C上式右边第一项为量化误差的相对值，其中 ；第二项为闸门时间的相对=N误差，数值上等于晶体振荡器基准频率的相对不确定度 。Cf/由（1.2）式可知f X / fX 与 、 fX 以及 的关系，即在 fX 一定时，闸门SCf/时间 选得越长，测量准确度就越高。而当 选定后，f X 选得越高，由于1 误STST差对测试结果的影响减小，测量准确度就越高。但是随着1 误差影响的减小，闸门时间（也即基准频率）自身的准确度对测量结果的影响不可忽略，这时认为是计数式直接测频率准确度的极限。 Cf/1.2 数字化直接测量周期的原理KNTX/=0图 1.2 计数式测周期的原理框图图 1.2 所示为计数式直接测周期的原理框图。与直接测频原理框图相比，其中门控双稳改为由输入信号放大、整形和分频后的脉冲控制，所以闸门时间的宽度就等于 K 倍被测信号的周期 KTX；而主门的另一个输入端，送入由晶体振荡器和分频器产生的周期为 T0 的时标脉冲信号。由于主门的与功能，它只在 KTX 期间有时标脉冲信号输出，并由计数器计数，其值为 N。不难看出，被测信号的周2013 届本科毕业设计（论文）期为：TX = NT0 / k 式（1.3）通常时标信号的周期 T0 的取值为 10 的倍率，如T0=1s、0.1s 、 10ms、1ms、0.1ms、10us、1us、0.1us、因此当 T0=1s 和 k=1 时,N 值即为被测信号以秒为单位的周期,当 N 以十进制数显示时,对 T0 取值不为1s、k 的取值不为 1 时，只要移动小数点的位置，也能直接显示出所测周期的值。与计数式测频相似，由于 TX 与 T0 之间也是不同步的，所以计数值 N 也带有1的量化误差；此外由于晶振的不确定度，时标的周期也存在误差；最后，由于被测输入信号中噪声的影响，使 B 通道放大整形后的脉冲周期中还引入了一种触发误差。对式（1.3）进行误差积累和合成的运算，可以得到测周期误差的计算公式如下 ：= - + = + +XTN0TXk0CfXT= （ + + ） 式（1.4）kfXC20_13/R.上式右边第一项为量化误差的相对值，其中计数误差 =1；第二项为时XN标的相对误差；第三项为触发误差 ，其中 R 为被测信号 与噪声 比，即被UN测信号的信噪比，可由公式 R=20 计算。要降低触发误差就必须增大信NX/U噪比 R，并采用多周期测量（此时 K 1） ，还可以在整形电路中采用具有滞回特性的施密特电路来减小噪声的影响。由式（1.4）可以看出，测周期误差与被测信号频率 fX 之间的关系：对单周期测量而言，测量周期时的误差随 fX 的频率的升高而增大；当采用多周期测量时，在倍率 K 和时标 T0 固定不变时，与测频率相反，测量周期的误差也随被测信号的频率的升高而增大，此外由于有限的信噪比，使触发误差成为影响测量周期准确度的主要因素，而采用多周期测量可以有效地降低触发误差的影响。1.3 数字化测量时间间隔的原理图1.3所示为测量时间间隔的原理框图。它是在测周期的方框图的基础上，将门控双稳改为分别由两个测时通道输出的脉冲信号来控制，其中一个脉冲与被测时间间隔的起点相对应，称为启动信号，它使门控双稳置位而开启主门；另一个脉冲则与被测时间间隔的终点相对应，称为停止信号，它使门控双稳复位而关闭主门。因此闸门信号的宽度以及主门开启的时间就等于被测信号的时间间隔，在这段时间内由计数器计下的时标脉冲的数目为N，因此被测时间间隔为：2013 届本科毕业设计（论文）式（1.5） 0=NTX图1.3可以用来测量两路脉冲信号指定沿之间的时间间隔。由于实际脉冲的边沿时间不为零，所以测量时间间隔时，必须指定与边沿相交的电平值（即触发电平） ，通常以脉冲幅值的50%处的电平作为触发电平。两个测时通道中除了前端有放大器、末端有整形电路之外，中间均有触发电平调节以及触发边沿极性选择电路，因此可实现两路脉冲信号任意沿之间的时间间隔测量。如果将1.3图中两个测时通道的输入端连在一起，并接到被测脉冲信号上，然后分别正确选择启动与停止通道的触发极性、调节触发电平，就能实现对脉冲宽度、上升沿或下降沿的测量。如图1.4所示。对式（1.5）进行分析后，可以得到测量时间间隔的相对误差计算公式如下：= （ + + 式（1.6）XT)(X0Cf)(12SUTNX其中 、 分别为通道 1、通道 2 信号中噪声电压的振幅， 、 分别1NU2 1S2为通道 1、通道 2 脉冲信号在触发电平处的斜率。式（1.6）右边第一项为 1 量化误差的相对值，第二项为基准频率的不确定度，第三项为触发误差。2013 届本科毕业设计（论文）T X =N T0 图 1.3 测量时间间隔的原理方框图2013 届本科毕业设计（论文）(a) 测量脉冲宽度 (b) 测脉冲上升时间图 1.4 脉冲宽度和上升时间的测量 1.4 中界频率的确定我们可以将直接测频与直接测周期相对误差进行对比，在对比之中，我们发现，量化误差的影响随被测信号频率变化的关系正好相反，如果不考虑内部基准的误差以及触发误差时，将直接测频和直接测周期的相对误差曲线画在一起，就可得到图 1.5。从该图上可见两组曲线族是相交的，在交点处直接测周期与直接测频的相对误差是相等的。图上交点处的信号频率即为中界频率。根据式（1.2）和式（1.4） ，不难导出计算中界频率 的计算公式如下：Xf= 式（1.7）Mf)/(0TkS由图 1.5 不难看出，当被测信号的频率 低于 时，直接测频的量化误差大XfMf于直接测周期的量化误差；反之，当被测信号的频率 高于 时，直接测周期Xf的量化误差大于直接测频率的量化误差。因此在实际工作中，为了获得较高的测量准确度，当 时，改为通过测周期来计算出欲测信号的频率；反之当XfM 时，为通过测频来计算出欲测信号的周期。XfM1s闸门1s时标2013 届本科毕业设计（论文）图1.5 直接测频和直接测周期的量化误差1.5 多周期同步测量的原理（倒数计数器）1.5.1 等精度测频、测周期倒数计数器采用多周期同步测量法的原理，即测量输入信号的多个（整数个）周期值，再进行倒数运算而求得频率。与直接测量法相比其优点是，可在整个测频范围内获得同样高的测试精度和分辨率。图 1.6（a）为倒数计数器（多周期同步测量）原理框图。图 1.6（b）为它的工作时间波形图。其中 为输入信号的Xf频率， 为时钟脉冲的频率。A、B 两个计数器（分别称之为事件计数器和时间Cf计数器）在同一闸门时间 内分别对 和 进行计数，计数器 A 的数值为TXfC，计数器 B 的数值为 。由于 ， 则被测TfNX=TNB=TfNfCBXA=/信号频率 和周期 分别为：X式（1.8）CBAff式（1.9）AXTN=式（1.9）中 为时钟的周期。图 1.6（a）中的同步电路（D 触发器）Cf/1的作用使计数闸门信号与被测信号同步，实现同步开门，并且开门时间 准确地T为被测信号周期的整数倍，2013 届本科毕业设计（论文）T图 1.6（a） 倒数计数器（多周期同步测量）原理框图P1.6 10s、 1s、 0.1s、10ms、1ms图 1.6 (b) 倒数计数器（多周期同步测量）时间波形图故式（1.8） 、 （1.9）中的计数值 没有 量化误差。计数值 虽有 量AN1BN1化误差，但是由于 很高， ，所以 的量化误差的相对值 很小，CfBB )/(而且误差与被测信号的频率 无关，因此在整个测频范围内，倒数计数器能够实Xf现等精度的测量。该测试方法需要的除法运算功能，对于使用微处理器的仪器来2013 届本科毕业设计（论文）说，是不难实现的。从物理概念上也可以对计数器的组成原理做进一步的说明。图 1.6（a）中的预置闸门脉冲相当于普通计数器中的闸门时间脉冲，通常有10s、1s、0.1s、10ms、1ms 等数值，在倒数计数器中该闸门被同步化闸门取代了，从而使 A 计数器消除了 的量化误差，这正是它能够获得很高的等精度测量效果1的关键所在。但同步化闸门 也是未知量，所以需要增加另一个计数器 B 来测量TT 的宽度，通过其计数值 计算出宽度 。再根据频率的定义，由公式BNCBfN/=就能计算出被测信号的频率，其中 为计数器 A 的计数值，若将NfAX/= A代入此式就得到与式（1.8） 、 （1.9）一样的结果。CBf考虑计数值 中的 量化误差、时钟 的不确定度和同步门 T 的触发误差B1Cf时，根据式（1.8）和式（1.9）可以推导出倒数计数器的测频、测周期误差计算公式：式（1.10）)1032.+(=2/_RCXfTf上式中 R=20 为输入信号的信噪比，K 为多周期倍率。与前面的式NU/（1.2） 、 （1.4）相比较，式（1.10）中没有对被测信号计数引起的 量化误差，1只有 计数器在同步门 T 期间的计数误差，而且与被测信号的频率无关，即在BN整个测量频段内是等精度的。假定，输入通道放大器的制作工艺很高，它所产生的噪声可以忽略这时触发误差由被测信号本身的质量决定，即外因决定。在评价测量方法时只应考虑内因，而不考虑外因，即不考虑式（1.10）的第三项。以典型数据为例，频率基准的不确定度 通常为 ，假设时钟频率为Cf/7_10910MHz，则 等于 0.1us，若闸门选为 1s，则 的 计数误差 ，仅为 ，CTBNTC/7_10可见，这时倒数计数器的测频、测周期的精度在整个测量频段上均可达 量级。1.5.2 等精度测时间间隔要对两路脉冲信号之间的时间间隔进行等精度测量，可在 1.6（a）的基础上增加一个同步电路 2（D 触发器）和一个 B 输入通道，并将其输出反相后送到同步电路 2 的复位端上，该同步电路的触发时钟由输入通道 A 的输出经两级反相器延时后得到，该同步电路的输出 由计数器 A 直接计数，同时还作为闸门 B 的2QU开门信号，由计数器 B 记录通过闸门 B 的时钟脉冲的数目，最后将两个计数器所得的数送运算电路进行处理，便可获得欲测时间间隔的值，整个电路如图 1.7 所示。2013 届本科毕业设计（论文）图1.7 等精度测时间间隔的原理框图该电路的工作原理可由图1.8所示的工作波形看出来。由该波形图不难看出在同步化闸门时间 内有 个持续时间为 频率为 的脉冲串，经计数器BTANXTCf计数后所得的计数值为 ，由此可以计算出欲测的时间间隔CBf=如下：XT式（1.11）AXf上式中 为计数器 A 中的计数值， 为时钟频率。NCf若将两个输入通道的输入端连在一起，并分别选择两个输入通道的触发极性和调节触发电平，使得在脉冲的前沿处产生一个与 对应的脉冲；而在被测脉冲Af的后沿处产生一个与 对应的脉冲，就能实现对脉冲宽度的测量。Bf在测得信号的脉冲宽度及周期的基础上，通过计算就可得到占空比。2013 届本科毕业设计（论文）图1.8 等精度测量时间间隔的工作波形图1.6直接测量法依据基本原理所实现的频率、周期以及脉冲宽度的数字化测量是一种直接测量法，由于该方法比较简单，若能够满足任务书的要求则应作为首选方案。考察中应分析该方法的测量精度是否能够满足任务书的要求，是否便于扩充提出的各项附加要求。由于现在还处在一个分析的阶段，所以对测量精度的分析只需做一个概略的估计，即仅考虑 量化误差的影响，而将该系统频率基准或时间基准的1误差暂时忽略不计，输入通道的触发误差也暂时忽略不计。 通过对测频、测周期以及测脉冲宽度的数字化测量方法的基本原理及测量误差的分析，得知在被测信号的整个频率范围内，无论采用直接测频还是直接测周期的方法均不能全面满足测试误差 的要求。具体说，在低频端 1Hz 时，即%1.0使闸门时间取最大值 10s。也只能计的得 10 个数，但由于量化误差的存在，使这时的相对测试误差大到10%。类似地，对于测周期在高频端 10MHz，即使时标频率采用 10MHz，这时也只能计得 1 个数。这时由于 量化误差而导致的相对测试1误差就大到 ！由上述分析可知，为了满足测试精度的要求，不能简单采地%10采用频率与周期的直接测量法，需要寻求别的测量方法。1.7 直接测量和间接测量相结合的方法2013 届本科毕业设计（论文）该方法的出发点是避开量化误差影响较大的频段，是依据在不利条件下寻找有利因素的思路而产生的。由前面的分析可知，由于 量化误差对直接测频、测周1期法所引入的相对测试误差的大小是随着被测信号频率而变化的，而且变化关系正好相反（见图 1.5） ，因此可找到一个中界频率 ，100/kSSMTTkf式中 为测频时的闸门时间； 为测周期所用的时标的周期； 为多周期测量时ST0T的倍率。下面以等于 的情况进行讨论。在中界频率上，测频和测周期法的量1=k化误差正好相等。通过适当选取闸门时间 以及时标周期 ，使中界频率 处S0Mf的测试误差满足 的预定要求，然后采取下列策略将直接测量和间接测量结合%起来，就能使整个测试误差均满足 的预定要求 。即对于低于 的信号的频 f率不采用直接测频法，而改为测周期，并通过换算求得频率（即间接法） ，对于高于 的信号的频率仍然采用直接测频法；类似地，对于高于 信号的周期不Mf Mf采用直接测周期法，而改为直接测频率，并通过换算求得周期（即间接法） ，对于低于 的信号的周期仍然采用直接测周期法。从而可使被测信号的整个频率f范围内测试误差均可以满足 的要求。显然，该方法要求在正式测量之前先对%信号频率 预测量一下，然后将测得的 值与 进行比较，以决定正式测量时Xf XfMf是采用直接法还是间接法。根据本设计测试的要求可以选择 =10s、 =0.1us，STS经计算后可得到：= 式（1.12）6_10./Mf kHz13如果被测信号频率恰好为 1KHz 时，无论是测频还是测周期，其误差都是一样的，即 （对于 ； 情况） 。根据图 1.5 不难看出，当采%01. s=TSs.0用间接测量法时，对于远离 的低频或高频段其测试误差都均小于 ，从而Mf %01.使任务书得到充分的满足。1.8 多周期同步测量法该方法的基本思路是使被测信号与闸门信号实现同步化，从而从根本上消除了在闸门时间内对被测测信号进行计数时的 的量化误差，使测量精度大大提高。1这种方法是依据积极主动去改造不利条件的思路而产生的。倒数计数器就是基于该方法而设计出来的一种具有创新思想的测频、测周期的仪器。1.9 脉宽测试误差的分析 根据任务书的要求：被测脉冲宽度 ， 测试误差 。为此可用s10%01.10MHz 的时标对脉宽进行计数，当脉宽等于 时计数值可达 1000，这时由于2013 届本科毕业设计（论文）量化误差所引起 的测量误差不会超过 ；当脉宽大于 ，由于计数值1 %01. s10大于 1000，上述误差将小于 。所以对任务书提出的测试误差的要求是能够01.满足的1.10 脉冲占空比测试误差的分析任务书中提出的为了达到测量脉冲信号占空比的要求而给个的条件为：脉冲信号的频率为 1Hz1kHz，占空比变化范围为 10%90%，幅度为 0.5V5V，要求测试误差 。%01.众所周知，占空比的定义为 ，其中 脉冲宽度， 为脉冲信号的周期。PWT/WPT因此可在分别测得脉冲宽度和周期的基础上，通过计算求得占空比。当脉冲信号频率为 1kHz 时，占空比为 时，脉宽 达到最小值 ；根据上面的0s10分析，此时脉冲宽度的测试误差 。又知测占空比时脉冲的最高频率为%1.1kHz，正好与前分析算得的中界频率相等，因此在 1Hz1kHz 范围内只用直接法测量周期 就行了；由前分析结果可知其误差可满足 。根据误差合成理PT %.论不难推断，由 和 计算得到的占空比，其误差满足 的要求是绰绰有WP 01余的。1.11 被测信号的幅度、频率范围以及输入通道放大器任务书给定的被测信号的幅度为 0.5V5V；然而我们也能测试小信号的频率要求，因此本人在设计时把最小信号的幅度定为 0.02V。被测信号的幅度大小决定了输入通道放大器增益的大小，信号越小时要求输入通道放大器的增益就越高，并要求其噪声系数越低，结果技术实现的难度也就越大。而 0.02V 的幅值大小比较适中，容易实现。考虑到任务书的要求，输入通道放大器处理的信号频率范围应为 0.1H1MHz，在这样的频率上，输入通道放大器从技术上是能够设计成高输入阻抗的，从而使该频率计符合测量仪器对被测对象的影响应当小这个普遍原则。1.12 稳压电源的设计对于本设计还要自行设计稳压电源，经估计数字电路部分要求需要的电压为+5V，最大输出电流约为 1A；模拟电路部分需要的电压有 V 以及 （815）V52013 届本科毕业设计（论文）几种，他们的最大输出电流可按 100mA 来估计。因为稳压电源的电路比较成熟，且有很多现成的集成稳压块可选用，因此稳压电源的设计制作比较容易，不是本设计的重点内容，所以在本设计中也就不具体讨论了。第 2 章 设计方案的选择2.1 测量方法的选择2013 届本科毕业设计（论文）经过第一章对频率和周期测量法的分析，得知直接测量法不能满足任务书的所要求的测量精度，只有在直接与间接测量相结合的测量法与多周期同步测量法之间进行选择了。这两种方法在硬件的规模方面相差不大，测量结果均需经软件处理后（含除法运算）才能得到。当采用直接与间接相结合的测量方法时，还需对被测信号的频率与中界频率的关系进行判断，以便决定采用测频还是测周期法。而多周期同步测量法不需要这一步，并能实现高的等精度频率和周期的测量。因此在本设计中本人经分析和考虑之后采用多周期同步测量法来实现该频率计。由第一章 1.5 节中的（1.10）式以及讨论可得知，该方法所达到的测量精度和系统时钟源的精度量级相近，众所周知，不恒温的晶振源的精度很容易达到 。 6_102.2 实现技术的选择在实现技术上可以有如下几种选择：（1） 纯硬件实现法（可选的器件有通用的 SSI/MSI/LSI 集成电路、专用集成电路、可编程逻辑器件如 isPLD 器件等） ；（2） 纯软件实现法（可选平台有 PC 机、单片机、DSP 器件等） ；（3） 软硬件相结合的实现法（由（1） 、 （2）中选择与结合） 。由前分析可知，无论是直接与间接相结合的测量法还是多周期同步测量法，或是对占空比的测量，均要用到除法运算；此外，由于该频率计要完成的测量项目很多，需要对测量项目的选择以及结果的显示进行综合控制，因此要有一个操作方便的人机接口。众所周知，采用单片机来实现除法运算和友好的人机接口要比纯硬件实现法方便和容易得多。另一方面，无论采用哪种方案的频率计均需要对频率为 10MHz 的脉冲进行计数，而一般单片机中的计数器达不到这样高的计数频率（例如对 8031 当采用12MHz 时钟时，它的最高计数频率也只有 500kHz） ，因此需要附加硬件来实现10MHz 计数器的前级计数器。此外还有一些逻辑门和控制电路也要由硬件来实现，若考虑到实现与修改的方便，则应选用 isPLD 器件来实现这些硬件。综上所述不难看出，采用软硬件相结合的技术来实现该频率计是比较合理的，其中软件平台应选用单片机，而硬件应选用 isPLD 器件。显而易见，由于价格和便携性方面的考虑，本项目的软件平台不宜采用 PC 机。2013 届本科毕业设计（论文）第 3 章 系统级与子系统级设计 3.1 系统级框图2013 届本科毕业设计（论文）根据上面的讨论，在选择多周期同步等精度测量法的情况下，可以分别画出该频率计的系统级和子系统级框图。系统级框图如 3.1 图所示：图3.1 频率计系统级框图该框图看似简单，但是设计者必须将系统的人机界面的功能，从使用者操作的角度上尽可能完整而清晰地描述出来。通常可以依据设计任务书所要求的技术指标和功能，勾画一张系统的操作面板图来描述系统的人机界面。对该频率计而言，其面板图上应将各个 LED 数码显示器、LED 发光二极管指示器、单位符号等表示出来，还要将各种功能键、开关、旋钮的布放位置等表示出来，并注上它们对应的名称。此外，还要将被测信号输入端以及电源开关、电源指示灯的布放位置表示出来。如下图表示出了该频率计面板图的一种设计方案：2013 届本科毕业设计（论文）图 3.2 频率计的面板布置图其中的通道开关及调节旋纽是采用模拟控制技术时实现的一种方案。图 3.2 面板上有 5 个测量项目选择键，其键值可被单片机读入，经判断后去执行相应的测量、控制和计算程序，同时输出相应的驱动信号，点亮与所按的测量项目键上方对应的 LED 指示灯。预值闸门时间选择的实现方案如下：当按下闸门选择键时，便将 1Hz 的脉冲信号送到一个五进制计数器的输入端使其不断计数，计数器的输出经译码后得到 5 个输出，分别去驱动 5 个预值闸门时间指示灯（LED） ，当所需的闸门时间灯点亮时，立即松开按键让计数停止，所保存的计数值被单片机读取经程序判断后，去执行相应的计数定时程序，就可以产生所需时间的预值闸门。任务要求显示刷新时间在 1s10s 内连续调，可采用一个单稳电路，用电位器调节其时间常数来实现，单稳电路由单片机发出的信号触发并由程序判断其定时时间是否结束。测量值的小数点和单位显示的实现方法如下：将采集到单片机中的下列信息所选测量项目、闸门时间以及实际测量的计数值，提交给程序处理判断后输出相应的驱动信号，去点亮相应的小数点及单位符号灯（LED） 。3.2 子系统级总体框图3.2.1 频率计子系统的划分 根据 1.5 节多周期同步等精度测频、测周期的原理，可以画出该频率计的子系统总体框图，如图 3.3 所示。该框图可以划分为三个子系统：输入通道（最2013 届本科毕业设计（论文）左边） ，该子系统主要由模拟电路组成；多周期同步等精度频率、周期、时间等的测量控制及功能控制逻辑（中间部分） ，该子系统基本上由数字硬件电组成；单片机及其外围部件（最右边） 。这样划分有利于设计工作的安排与分工，因为这三部分对应于三种不同类型的电子设计方法，并需要有不同的设计工具来支持。图 3.3 频率计的子系统级框图3.2.2 各个子系统的主要技术指标及其组成（1） 输入通道因为输入通道是由前置放大器和整形器等组成的，所以就要对前置放大器的增益和带宽指标进行估计。小信号的最小值本设计取为 0.02V，若整形器采用TTL 器件，其正常工作的最小电压为 2V，由此可以估计出前置放大器的增益为。若整形器采用模拟电压比较器，放大器的增益则由比较器所要求10=2./的输入信号的最小压摆率来估计。考虑到任务书中的要求该放大器的带宽应为010MHz，对该频率范围，输入电阻按 1M 来设计在工程上是不难实现的。通道的输出是由 TTL 整形器提供的，输出电平自然能够满足后面等精度测量控制及功能切换逻辑的要求。为了适应测量脉冲宽度以及时间间隔的需要，输入通道还要有脉冲边沿（+、-斜率）选择、触发电平调节电路，为了实现测量小信号的要求，通道中还需要设置灵敏度切换电路。综合这些要求可以画出输入通道的组成框图如图 3.4 所示。2013 届本科毕业设计（论文）图 3.4 输入通道组成框图（2）多周期同步等精度测量控制及功能切换逻辑由于该子系统全是数字电路，根据 2.2 节的分析可知，采用 isPLD 器件来实现这部分比较方便。对这部分所关心的最主要指标是工作速度。由总体指标要求不难判断，这部分脉冲信号的最高频率要达到 10MHz，而现在多数 isPLD 器件的最高工作频率 均大大超过 10MHz，因此用该类型器件来实现图 3.3 的中间部maxf分在工作速度是没有问题的。一般情况下应选工作电压+5V 的、输入/输出与 TTL兼容的 isPLD 器件，以便于和输入通道以及单片机相接口。其次一个指标就是这部分的两个计数器的工作容量。在闸门为 10s 最大值、被测信号频率为 1MHz 时，这两个计数器的最大计数值为 ，即为 710=BAN位十进制计数器，若采用 24 位二进制计数器来实现时，其计数容量也能满足要求，因为 。若在闸门时() 7341024 1061024=2=间取最大值 10s、被测输入信号频率也取最大值 10MHz 时，上述两个计数器则应为 8 位十进制计数器，若采用二进制来实现时，28 位也就足够了；如采用十进制计数器，则需要 32 个触发器来组成该计数器。为了节省硬件资源这两个计数器的高 16 位可以利用单片机内部的定时/计数器来实现。这时外部所需的硬件二进制计数器的容量，对最高测试频率为 10MHz 的情况将减少为 12 位。下面对这部分的硬件组成进行分析。为了实现多种参数测量即频率、周期、脉宽时间及占空比的测量，可根据图1.6（a）和图 1.7，添加一些控制和切换逻辑把这两张图综合起来 ，最后可得到如图 3.5 所示的多周期同步等精度测量控制与切换逻辑的组成框图。从等精度测量原理可知，频率、周期的测量只需要一个 A 通道就能完成，而脉冲宽度、时间间隔的测量均需要 A、B 两个输入通道才能完成，至于占空比测量需要先测出周2013 届本科毕业设计（论文）期和脉冲宽度，然后通过计算求出占空比，因此该参数需要单、双通道轮流测量才能完成。为此句在图 1.7 的基础上增加两个 2 选 1 多路选择（MUX） ，以实现单/双通道模式的切换也即实现 图 1.6（a）和图 1.7 测量项目之间的切换。此外为了实现自检，再加一个 2 选 1 的 MUX 将送给闸门 A 的被测信号选择为 1MHz 的时标信号（由单片机时钟分频得到）即可。上书硬件将与单片机连接起来并受其控制，所以在图 3.5 中对来自单片机的有关控制信号均标注了说明。根据 1.9 节和 1.10 节的分析可知，为了保证脉冲宽度和时间间隔的测量精度，时钟 的频率必须大于 10MHz。为了简化设计，本设计将其与单片机系统合Cf用一个时钟，由前面的分析可知的该频率为 12MHz。由于本设计所选的单片机为 AT89C51，它内部只有 2 个 16 位的定时器/计数器，其中一个需要用来做定时器，以产生各种预置闸门信号，另一个可用来构成时间计数器的高 16 位，该频率计的低 12 位需由硬件电路来实现，以便将 10MHz 的计数脉冲先经这个低 12 位计数器分频，使其频率下降到 500kHz 以下，从而 使单片机中的计数器能够正常工作。因为单片机的两个定时器/计数器已经全部用掉，剩下的 8 位的事件计数器须由硬件电路实现了。2013 届本科毕业设计（论文）图 3.5 多周期同步等精度测量与功能切换逻辑（3）单片机子系统这部分主要考虑的工作指标如下：该单片机由+ 5V 电源供电，I/O 口与 TTL电平兼容并有足够数目的 I/O 口，用来与键盘、LED 显示器相接口，以及作为控制信号的输出口和被测信号的输入口；要有丰富的四则算术运算和逻辑运算指令，指令执行速度要快；片内除了 RAM 外还要有 ；至少有两个 16 位的定PROME2时器/计数器；有外部中断输入端；具有串行通信口；价格要低廉。查阅单片机手册后，发现 AT89 系列的 8 位单片机 AT89C51 的指标完全可以满足上述要求。与前面系统不同的是，单片机子系统包括了硬件与软件，而硬件又是软件赖以运行的平台，所以该子系统硬件的组成设计应当先行。但是由于硬软件密切相关，所以在进行硬件设计时，因该兼顾软件的要求，协调好两者的关系。因为单片机本身已经是一种功能完备的系统级 VLSI（超大规模集成电路）器件，不需要（也不可能）对其内部硬件组成再进行设计的，所谓单片机子系统级上的组成设计，实质上就是为其配置所需的外围部件，确定与其他子系统的互连方案，既为其正常运行提供必需的外部条件，也为单片机软件的设计提供明确的、切合实际的依据或前提。为了配置单片机的外围部件以及确定与其他子系统的互连，就要合理地分配和利用单片机的 I/O 口以及存储空间的地址。由于 89C51 的单片机内部具有 128 字节 RAM 和 4K 字节闪存（Flash）可电改写的 ROM，对该频率计来说已经足够用了，故无需再外扩存储器，只要外接一块晶体和少量阻容元件，即可组成一个 89C51 最小系统。为了获得较快的指令执行速度和满足测量脉冲宽度和时间间隔的精度要求，选用了时钟频率为 12MHz 的 89C51。然后根据图 3.3 和图 3.5，将有关的外围部件逐个地连到最小系统上去，最后就得到单片机与整个频率计部件的互连方案，如图 3.6 （即下图所示） 。2013 届本科毕业设计（论文）图 3.6 单片机与整个频率计部件的互连方案2013 届本科毕业设计（论文）下面是对该互连方案的有关设计思想的说明。 （1）该单片机共由 4 组 8 位 I/O 口，在本系统中 P0 口用来作为双向数据口。FlashROM 所占用的存储空间地址为$0000$0FFF,由于它在片内,其高 4 位地址不在占用 P2 口,故 P2 口的输出全部用来作为对外围部件读写时的片选信号之用.P3口的大部分作为第二变异功能用,而 P1 口完全可以提供给用户使用.在本设计中P1 口用来与键盘接口和输出控制命令之用.由于该频率计要用单片机处理的按键只有 5 个测量项目选择键,为了简化设计采用了独立连接非编码键盘,并附有中断逻辑,中断请求信号送到单片机的 引脚,在响应按键中断请求后,按键值由 P11INT口的低 5 位读入单片机。显示刷新时间调节单稳 555 的反相输出信号与 P1.5 脚相连,供程序判断之用。P1 口的最高两位用来作为输出位，P1.6 输出预置闸门时间信号，P1.7 输出测量复位信号。P3 口中有两位是串行通信口，可将测量数据（含小数点）送到 8 片 8 位移位寄存器及 8 个共阳极的 7 段 LED 数码管组成的显示单元中去，此外，单元符号的驱动也是通过串行口送出来的，因此共需 9 片 8位移位寄存器和 9 片驱动门。（2）由图 3.3 可知，事件计数器和时间计数器的计数值均需要送到单片机中进行处理，为此在图 3.5 中安排了一个多路选择器及寻址逻辑，将 28 位事件计数器和低 12 位的时间计数器的计数值，以 8bit（一个字节）为一组送到多路数据选择器的输入端去，在寻址逻辑的配合下，采用与读取 RAM 单元一样的方式，由 P0 口将两个计数器总共 6 个字节的计数值分时地读入单片机，这 6 个字节对应的存储空间地址为$40FF$45FF。由闸门 B 输出的时钟信号首先被送到低 12 位的时间计数器进行计数，然后将其进位信号再送到单片机的 T1 输入端，由单片机内部的 16 位计数器 C/T1 继续计数。（3）第一个同步触发器的 Q1 端输出信号被送到单片机的外部中断请求信号输入端，去启动单片机内部的定时器 C/T0，产生与面板上所选择的预置闸门时间值相对应的闸门信号。由面板上按键所选择的预置闸门时间（由预置闸门时间选择计数器中存的码值来代表） 、通道中所设置的测量条件（脉冲边沿、输入幅度量程）的码值，均需要送入单片机中去。为了简化设计，也是通过 P0 口读入单片机的，其对应的存储空间地址为$2FFF。（4）为了获得图 3.4 所需要的单/双通道选择测量信号，采用了一个 D 触发器，将其 D 数据端与 P0 口的最低位 P0.0 相连，时钟信号由 和 逻辑或4.2PWR（等效为负的逻辑与）合成得到，从而可实现对该 D 触发器进行写 0 或 1 的操作，不难看出写地址为$1FFF.由 D 触发器 Q 端输出的信号 S/D SEL 就是所要的单/双通道测量选择信号.以类似的方法,再增加一个 D 触发器,与前一个 D 触发器共用一个写地址,将其 D 数据端与 P0 口的 P1.0 相连,即可获得自检/其他测量选择信2013 届本科毕业设计（论文）号(即 ST/M SEL 信号)。此外为了驱动 5 个测量项目指示灯，又加了一个 4D 锁存器，该锁存器的写操作与上述 D 触发器共用一个地址。2013 届本科毕业设计（论文）第 4 章 设计的进一步细化经过上面的设计步骤，三个子系统的组成设计基本完成了，同时三个子系统之间的互连关系也进一步具体化了。按照设计的要求，本设计应当进行部件级和元件级的设计了 （这里的部件）元件应广义地认为包括了软件 ） 。还必须指出，在进行三个子系统的低层设计时，要有全局观点，设计中经常需要通盘考虑系统、子系统、部件、元件、硬件和软件的相关问题，直到将各个用具体的元器件实现的详细设计完成为在止。4.1 输入通道的详细设计从前面的分析得到的输入通道的组成框图，可以完成其详细设计。4.1.1 输入通道中模拟部分的详细设计2013 届本科毕业设计（论文）图4.1输入通道中模拟电路部分的详细设计图输入通道中模拟电路部分的详细设计图2013 届本科毕业设计（论文）输入通道中模拟电路部分的详细设计如图 4.1 所示，A、B 两个通道完全一样，以下是对有关设计思想的一些说明。（1）为了简化设计，模拟电路的输入级、放大级、整形级全部由模拟集成电路来实现，共采用了三片高速集成模拟器件：LH0033（缓冲器） 、MAX4016（双运放） 、MAX902（双电压比较器） 。其中 LH0033 要求稍高一点的供电电压 ，其他器件全部用 供电。()V0V5（2）为使频率计高输入阻抗的特性易于实现，本设计选用具有 FET 输入的宽带集成缓冲器 LH0033 做输入级。该器件的输入阻抗高达 ，输出阻抗只10有 ，增益近似等于 1，带宽可达 100MHz，有它来做输入级是非常理想的。1使用时，在 LH0033 的输入端到地之间需要接一个便置电阻，为了满足输入阻抗不低于 1M 要求，图 4.1 中的偏置电阻应 10M 。为了防止输入信号多大1而损坏 LH0033，在输入端加上由一个 470 电阻和两个二极管组成的限幅保护电路。限幅二极管应选用结电容小、开关时间短、容许的正向电流大且正向压降小的管子，2DK17A 开关二极管是符合上述要求的一种。在 LH0033 的 7、9脚之间外接了一个 200 的电位器，用来对器件的失调进行补偿，使无信号输入时缓冲器的直流输出电平为零，也即起着调零的作用。有时被信号中含有较高的直流分量，为了保证通道放大器的正常工作，输入信号应通过隔直流电容耦合到输入端，为此还要加上交、直流耦合切换开关 S1。为了保证对频率低到0.1MHz 的信号也具有良好的交流耦合特性，而不致使耦合电容值太大，故将输入级的偏置电阻取为 10M 。（3）放大级的设计主要考虑增益和带宽的指标。因为后面的整形级采用的是双电压比较器，所以放大级的增益应根据频率计指标提出的最小输入信号幅度（0.02V）和电压比较器所要求的输入电压的最小压摆率来决定。由 Maxim 公司的集成电路手册上查 MAX902 的电压比较器过零比较时所要求的输入电压的最小压摆率为 0.5V/s，如果压摆率的值低于此值，输出就会引起震荡，这是应当避免的。因为在本通道中，电压比较器整形级是设计成过零触发方式的，因此必须对输入信号过零时的压摆率进行审查。众所周知，当输入信号的峰值的正弦波时，其过零处的压摆率可由公式 计算，其中 为被测mU mxUfSR2=xf信号的频率，根据任务书的要求其最低值为 。将 和Hzfx1.0z1.0代入上式可以求出 。这个结果表明，sVSR/5.0= VUm8796/5.当加到电压比较器输入端的信号频率为 0.1Hz 时，只要其幅度大于 0.8V，它的过零压摆率就能满足大于 0.5V/s 的要求，显然对于所有大于 0.1Hz 的信号，其过零压摆率无疑将大于 0.5V/s。若再考虑频率计指标提出的最小输入信号的峰值 求出所要求的放大器的增益 。()20.Um 302.0/8U/min在前面 3.2 节对整形级用 TTL 电路时放大级的增益估算的值为 100，可见当整形级用电压比较器时放大级所需的增益有所下降。为了留有余地，设计放大级2013 届本科毕业设计（论文）时按 40 倍的稳定增益来考图 4.1 中双运放 MAX4016 中的两个运放构成相互级连的两级反相放大器。第一级反相放大器的增益 1、10 两种值，由开关 S2 切换，第二级反相放大=AG器的增益 4，因此级连后总增益 4、40 两种值。当被测信号较大时A=A（0.55V） ，选用 4 倍的增益，当被测信号为小信号时（0.020.5V） ，选用 40倍的增益。集成运放 MAX4016 在闭环增益为 1 时的带宽为 150MHz，当 A2 的增益为 4、10 时的带宽分别约为 37.5MHz（150MHz/4）和 15MHz（150MHz/10） 。综合起来，从输入级到第二放大级其带宽大于 10MHz 的指标要求是完全可以达到的而且尚留有一定的余地。因为模拟通道部分所用的器件都是宽带高速器件，为了防止寄生振荡，在每个器件的电源引脚附近到地之间均需加上去耦电容，每组去耦电容由两种电容并联起来，以取得良好的宽带去耦效果。其中容量小的（）用陶瓷电容，对高频分量具有良好的去耦作用；容量大的（ ）用F1.0 F8.6钽电解电容，对低频分量有良好的去耦作用。图 4.1 各级电路的设计，可保证当输入信号为零时，A3 的输出直流分量为零，这样，在与后级电压比较器输入端可正、负对称调节的触发电平配合下，就能得到以过零为中心的正、负电平对称的各种触发状态，以适应对各种波形的