iw1710规格书中文版

IW1710IW1710 机翻中文版机翻中文版 IW1710IW1710 数字数字 PWMPWM 电流模式控制器 应用准谐工作模式电流模式控制器 应用准谐工作模式 1 0 产产品特点品特点 原边反馈简化了设计 并去除了光耦 准谐振模式 提高的整体效率 EZ EMI 设计 轻松满足全球 EMI 标准 高达 130 kHz 的开关频率 适用于小尺寸变压器 极为严格的输出电压调节 无需外部补偿元件 符合 CEC EPA 空载功耗和平均效率规定 内置输出恒流控制与初级侧反馈 低启动电流 典型值 10 A 内置软启动 内置短路保护和输出过压保护 可选的 AC 线路欠压 过电压保护 轻负载时工作在 PFM 模式 电流检测电阻短路保护 过温保护 2 0 说说明明 iW1710 是一款高性能的 AC DC 电源控制器 它采用数字控制技术 打造峰值电流 PWM 模式反激式电源 iW1700 工作在准谐振模式 在重负载提供高效率 以及一些关键的内置保护功能 同时最大限度 地减少了外部元件数量 简化了 EMI 设计 降低材料成本的总费用 iW1710 不再需要次级反馈电路 同时实现出色的线性和负载调节 它在去除了环路补偿元件的同时保证稳定的工作 脉冲波形分析使环 路响应是比传统的解决方案快得多 从而提高了动态负载响应 内置 电流限制功能可优化变压器设计 通用的离线应用程序在很宽的输入 电压范围 在轻负载时超低的工作电流和和待机功率 保证 iW1710 是新管理标准和平均效率应用的理想选择 3 0 应应用用 3 1 典型应用电路 4 0 引脚引脚说说明明 5 0 额额定最大定最大值值 引脚名称类型说明 1NC 悬空脚 2VSENSE 模拟输入辅助电压检测 用于初级端调节 3VIN 模拟输入输入端电压平均值检测 4SD 模拟输入外部关断控制 通过一个电阻连接到地 如不使用见 10 16 5GND 地地 6ISENSE 模拟输入初级电流检测 用于逐周期峰值电流控制和限制 7OUTPUT 输出外部 MOSFET 管栅极驱动 8VCC 电源输入控制逻辑的电源和电压检测的上电复位电路 参数符号数值单位 VCC 直流电压范围 PIN8 VCC VCC 0 3 18V 直流电源电流 PIN8 VCC ICC20mA MOSFET 栅极驱动 PIN7 OUTPUT 0 3 18V 电压反馈 PIN2 VSENSE 0 7 4V 输入端电压检测 PIN3 VIN 0 3 18V SD 输入 PIN4 SD 0 3 18V 功耗 TA 25 PD526mW 最高结温 TJMAX125 工作温度 TSTG 65 150 结到环境的热阻 JA160 W 防静电等级 2000V 闩锁测试 100mA 6 0 电电气特性气特性 VCC 12V 40 至 85 7 0 典型性能特性典型性能特性 8 0 功能框功能框图图 9 0 工作原理工作原理 iW1710 采用了专有的初级侧控制技术 去除了光耦反馈和传统设计 所需的二次调节电路的数字控制器 使 AC DC 适配器的低成本得 以降低 在高负载时 iW1710 采用临界连续导电模式 CDCM 和脉冲 宽度调制 PWM 模式 在轻负载时切换到脉冲频率调制 PFM 模式 使功耗降至最低 以满足 EPA2 0 规范 此外 iWatt 公司的数字化控 制技术 实现了快速的动态响应 严格的输出调节 以及初级侧控制 多项保护电路功能 参照图 8 1 中 基于所述线路电压和输出电压的反馈信号 数字逻辑 模块产生的导通和关断的信号控制开关 并以此来动态地控制外部 MOSFET 的电流 系统环路通过数字误差放大器内部补偿 充足系统 的相位和增益裕度是由设计保证 且不需要外部模拟组件的环路补偿 iW1710 采用了先进的数字化 控制算法 以减少系统设计时间 提高 可靠性 此外 iW1710 能精确控制的次级电流 且无需任何次级侧检测电路 内置的保护功能包括过压保护 OVP 输出短路保护 SCP 和软启动 交流线路欠压保护 过电流保护 和 ISENSE 故障保护 如果它检测 到它的任何检测引脚被打开或短路也 iW1710 自动关闭 iWatt 公司的数字化控制方案 专为满足电源转换设计所面临的挑战 和权衡 这项创新技术非常适用于新法规对于节能模式要求的实用设 计 如最低的成本 最小的尺寸和性能最高的输出控制 9 1 引脚引脚说说明明 PIN2 VSENSE 从辅助绕组感应信号输入 用于调节次级输出电压的反馈电路 Pin3 VIN 通过分压电阻从整流线路获取输入端电压信号 用于输入欠压和过压 保护 及在启动时给 IC 供电 Pin4 SD 外部关断控制 如果不使用关断控制 该引脚通过一个电阻连接到 GND 详见 10 16 Pin5 GND 地 Pin6 ISENSE 初级电流检测 用于周期峰值电流循环的控制 Pin7 OUTPUT MOSFET 栅极外部开关驱动 Pin8 VCC IC 电源 当电压到 12V 时 IC 启动 低于 6V 时 IC 关机 去耦电容应 连接在 VCC和 GND 9 2 开机开机 在启动之前 VIN引脚可通过 VIN和 VCC之间的二极管给 VCC电容充 电 见图 8 1 当 VCC完成充电且电压高于启动阈值时 VCC ST 激活逻辑控制 打 开 VIN的 ENABLE 开关以及数模转换器 检测输入电压 一旦 VIN 引脚的电压高于 VINSTLOW iW1710 启用软启动功能 一种在启动状 态的自适应的软启动控制算法 在启动时 初始输出脉冲将从小逐渐 变大 直至完全脉冲宽度 峰值电流的限制由电流峰值比较器 IPEAK 逐 周期检测控制 如果在任何时间 VCC电压低于 VCC UVL 阈值 则所有的数字逻辑复 位 此时的 VIN 开关关断 使得 VCC电容可以充电 重新达到启动阈 值 9 3 了解主反了解主反馈馈 图 9 2 显示了一个简化的反激式转换器 当开关 Q1 导通 TON 能量 Eg t 被存储在电感 LM中 整流二极管 D1 被反向偏置 电流 IO通过 次级电容 CO给负载供电 当 Q1 断开时 D1 导通 存储的能量 Eg t 传递到输出端 为了精准地调节输出电压 需要非常精确检测到输出电压和负载电流 在 DCM 模式的反激转换器中 该信息可以通过辅助绕组来获取 在 Q1 导通期间 负载电流由输出滤波电容器 CO供给 假设 Q1 两端的 电压降为零 LM两端的电压 VG t 以及 Q1 的电流的上升斜率为 在导通时间结束时 电流上升到 该电流的储能量 当 Q1 截止 LM中的 IG T 强制反转所有绕组的极性 忽略在关断的 瞬间所造成的漏感 LK 初级电流转移到次级处的峰值幅度 假设次级绕组为主绕组 辅助绕组为副绕组 辅助电压由下式给出 图 9 3 反映了输出电压 在负载上的电压不同于二极管压降和 IR 损耗的次级电压 二极管压 降电流的函数 因为是 IR 损耗 因此 如果次级电压总是读在一个恒 定的次级电流 输出电压和次级电压之间的差值将是一个固定的 V 此外 如果电压可以当二次电流较小读取 例如 在辅助波形的拐 点 见图 9 3 则 V 也将是小的 与 iW1710 V 可以忽略 iW1710 实时波形分析器读取辅助回路的周期波形的一部分 产生一 个反馈电压 VFB 该 VFB信号精确地表示输出电压 并用于调节输出 电压 9 4 恒恒压压模式模式 经过软启动之后 数字控制模块测量到输出条件 它确定输出功率电 平 根据负载调整控制系统 如果这是在正常范围内 器件工作在恒 压 CV 模式 并改变脉冲宽度 TON 和关闭时间 TOFF 以满足输 出电压调节的要求 根据不同的线路和负载条件 在此模式下的 PWM 开关频率为 30 kHz 和 130 kHz 之间的 如果检测到 VSENSE上的电压小于 0 2 V 则判定变压器的辅助绕组可 能是开路或短路 iW1710 将关闭 9 5 瞬瞬态动态负载态动态负载 有三种情况构成在负载瞬态期间的电压下降 VDROP 电缆 电压的下降是由于电流会通过增加的连接器或电缆 影响负载瞬态电压下降的第二成分为 VDROP VSENSE的信号能够显 示输出电压的显著下降 这是由值 Vmin 或检测到负载瞬态的参考 电压决定 Vmin 越小这个电压就越小 请记住 较小的 Vmin 比一个较大的 Vmin 使 VSENSE容易受噪音干 扰和失真 在电压的最终压降是由于从当 VSENSE 下降值 V min 出现的下一个 VSENSE 的信号时的时间 在最坏的情况下 这是多少电压期间最长 的切换期间下降 在这种情况下 较大的输出电容大大减小了 VDROP IC 的 当 iW1710 检测到的输出电压比额定输出电压更高时 就增大开关周 期从而降低输出电压 TPERIOD CLAMP 指的是从高于额定输出电压 到检测到 iW1710 切换至额定输出电压的时间 快速的负载变化时 输出电压可能没有及时调整 因此 对于这种情 况下 当电源变为从空载到重负载之前输出电压稳定 TPERIOD CLAMP 替代 TPERIOD PFM 在公式 9 8 9 6 谐谐振开关模式振开关模式 为了降低 MOSFET 的开关损耗和 EMI IOUT为 50 以上时 iW1710 采用谐振开关模式 在谐振开关模式 MOSFET 开关的导通点处于穿 过漏极和 MOSFET 的源极谐振电压的最低点 参见图 9 4 开关在 VDS 最低时 开关损失将处于最小 以最低的 VDS 打开 MOSFET 产生最低的 dv dt 而谐振开关模式也 可减少电磁干扰 限制开关频率范围 当开关频率变得过高 iW1710 可能跳过谷部 见于图 9 4 的第一个循环 iW1710 在恒流模式时处于谐振开关模式 因此 在恒流模式时 EMI 和开关损耗仍然是最小的 这个功能是优于仅在恒压模式期间支持谐 振开关模式的其他准谐振技术 对于如充电器等主要工作在 CC 模式 电源是有益的 9 7 恒流模式恒流模式 对在恒流模式 CC 模式 在电池充电应用是有用的 在这种模式下 iW1710 将保持输出电流的恒定 而不管输出电压 同时避开了连续 传导模式 iW1710 通过主电流检测间接地检测负载电流以保持恒流 初级电流 由 ISENSE引脚通过从 MOSFET 的源极接地的电阻器进行检测 9 8 轻载时轻载时工作在工作在 PFM 模式模式 负载电流大于 10 时 W1710 工作在固定频率的 PWM 模式和断续模 式 当负载电流减小时 导通时间 tON也将减小 当负载电流下降到 10 以下时 控制器转换到脉冲频率调制 PFM 模式 然后 导通时 间由线电压进行调制 并在关断时间由负载电流调制 负载电流增大 时设备会自动返回到 PWM 模式下的 9 9 变频变频运行运行 在每个开关周期 都会检测 VSENSE的下降 如果没有检测到 VSENSE 的下降沿 关断时间将延长 直到 VSENSE 的下降沿被检测 到 允许的最大变压器复位时间为 120 微秒 当变压器复位时间达到 最大值复位时 iW1710 立即关闭 9 10 内部回路内部回路补偿补偿 iW1710 集成了一个内部数字误差放大器 对外部环路补偿没有要求 在一个典型的电源设计中 环路稳定性有保证 以提供至少 45 的相 位裕量和 20dB 增益裕量 9 11 电压电压保保护护功能功能 iW1710 包括防止输入欠压 UV 和过压输出功能 OVP 输入电压是由 VIN 引脚监测 输出电压由 VSENSE 引脚监测 如果 在这些引脚上的电压超过各自的欠压或过压阈值的 iW1710 立即关 闭 然而 IC 仍偏向释放 VCC 电源 一旦 VCC 低于 UVLO 阈值时 控制器复位 然后启动一个新的软启动周期 控制器继续尝试启动 直到故障排除为止 9 12 PCL OC 和和 SRS 保保护护 峰值电流限制 PCL 过流保护 OCP 和检测电阻短路保护 SRSP 是内置入 iW1710 特征 iW1710 的 ISENSE 引脚能够监视初级峰值 电流 逐周期进行峰值电流的控制和限制 当检测到初级峰值电流乘 以 ISENSE检测电阻大于 1 1 V 时 IC 将立即关闭栅极驱动器 直到下 一个周期 在下一周期中输出驱动器将发出转换脉冲 开关脉冲将继 续 如果未达到所述 OCP 阈值 开关脉冲将关闭 如果 ISENSE检测电阻短路 没有检测到过电流情况会有潜在的危险 因此 IC 被设计成检测到检测电阻短路后 保护功能立即被启动 关 断开关 将 VCC 的电量释放掉 一旦 VCC 低于 UVLO 阈值时 控制 器复位 然后启动一个新的软启动周期 控制器继续尝试启动 但不 完全的启动 直到故障被清除 9 13 关关闭闭 iW1710 关机 SD 引脚提供的保护功能 防止过热 OTP 和额外的过 压保护 OVP iW1710 会在监测过热故障和过压故障间切换 iW1710SD 引脚连接 一电流并流过 NTC 检测电阻 通过检查引脚上的电压以确定过热情 况 每周期都对 SD 引脚进行过温保护和过热保护检测 如在图 9 6 示出 SD 引脚连接一个连接到地的电阻 RSD 到芯片内部来进行过电压监 测 10 设计实设计实例例 10 1 设计设计流程流程 本实例给出了 iW1710 反激式转换的设计过程 参见图 12 1 的应用电 路 此适配器的设计目标如表 10 1 符合 UL IEC 和 CEC 的要求 确定确定设计规设计规格 格 Vout Iout max Vin m ax Vin min line Ripple specification 纹纹波波规规范 范 确定确定产产品型号品型号 确定匝数比确定匝数比 确定确定 RVIN 电电阻阻 确定确定 VIN导导通通时间时间 确定励磁确定励磁电电感感 确定初确定初级级匝数匝数 确定次确定次级级匝数匝数 确定确定辅辅助助绕组绕组和和 Vcc 电电容容 确定确定 Vsense 的的电电阻阻 参数符号范围 输入电压VIN85 265V 频率fin47 64Hz 待机功耗PIN100mW 输出电压VOUT12V 输出电流IOUT1 2A 输出纹波电压VRIPPLE 100mV 输出功率POUT15W 绕绕制制变压变压器器 确定确定电电流流检测电检测电阻阻 确定确定输输入入电电容容 确定确定输输出出电电容容 确定确定缓缓冲网冲网络络 确定确定电电流流检测滤检测滤波器波器 完成完成 效率 80 10 2 确定产品型号确定产品型号 根据设计规范 选择最适合的部分的设计 有关选项的详细信息 请 参阅第 14 0 节 在下面的计算中 其中 VFD的输出二极管的正向电压使用方程 10 1 为 VOUT 在这个例子中 没有电缆 所以 VCableDrop为 0 V 假设 VFD是 0 5 VOUT为 VOUT 12V 0V 0 5V 12 5V 10 3 输输入入选择选择 VIN电阻器进行选择 主要按比例降低输入电压的集成电路 在 IC 输 入电压默认比例因子为 0 0043 该管脚的内部阻抗 ZIN 25 K 因 此 在 VIN电阻应等同于 从方程 10 2 理想 RVIN应为 5 79 M 较低的 RVIN值可以减小电源 的启动时间 RVIN的值会影响 IC 的 VINTON 的范围 对于这个例子 RVIN 被选择为 5 1M 因此 请记住 改变 RVIN其它阻值时 启动的最小和最大输入电压也被改 变 由于 iW1710 采用 VIN来检测输入电压 应在输入引脚 VIN 使用电容 来过滤掉可能出现的信号噪声 这对于在浪涌状态下的线路尤其重要 10 4 匝数比匝数比 在 PFM 模式下的变压器最大主次级匝比由最小可检测的复位时间来 确定 TRESET min 设定为 1 5us 在这个例子中匝比选择设为 6 记住在谐振模式中 较高匝比具有较低的 VDS 导通电压 这意味着 较少的开关导通功率损耗 还要考虑高匝比对对 MOSFET VDS 的 电压应力增加的影响 以及低匝比对输出二极管上的电压应力增加影 响 10 5 最大最大输输入伏秒入伏秒值值 VINTON 传统的设计方式是 最大输入伏秒值要满足在满负荷和最低输入电压 条件 因此 iW1710 的 VINTON要满足公式 10 6 和 10 7 的约束 TRES如图 10 2 VDS 的谐振周期 TRES可估计为约 2 微秒为起点 然 后调节电源被测试之后 在满足这两个条件后 VINTON 最大可通过公式 10 8 确定 VINDC min 是大容量电容的最小输入电压 为了避免在正常工作期间 输入欠压检测 VINDC min 应高于输入欠压关断限制进行设定 假设 TRES为 2 s 然后 留一定的余量 我们在方程 10 8 设 VINDC min 为 79 V 另外 为了保证足够的余量值 通常是 由于我们计算的 534 V 微秒为我们的 VINTON 我们有足够的余量 10 6 励磁电感励磁电感 iW1710 的一个特点是励磁电感对 CC 曲线缺乏依赖 尽管恒定电流限制不依赖于励磁电感 但励磁电感对其仍有限制 电 源的最大输出功率需通过 LM来调节 这由下式给出 X是变压器的效率 在本例中我们假定它是 87 最小 LM由最大初级峰值电流决定 最大 ISENSE电压对应 VREG TH RIsense计算见 10 11 因此 LM的下限为 在这个例子中 我们选择 LM为 0 577 mH 的 如果这些限制不给予 LM足够的宽度 增加 VINTON MAX可提高对 LM的上限 注意 不要超出上面 VINTON MAX的限制 另外 请记住 如果 VINTON MAX不满足方程 10 6 和 10 7 则不满足满负荷和最低 输入电压的条件限制 这些方程也见失效 10 7 初初级绕组级绕组 为了保证变压器饱和时 必须不能超过最大磁通密度 因此 最低初 级绕组必须满足 BMAX是最大磁通密度 AE 为磁场面积 从变压器铁芯数据 我们发 现 在这个例子中 BMAX为 300mT AE 是 22 6 平方毫米 对应的磁芯 规格为 EE19 在这个例子中 初级匝数选择 90 10 8 次次级绕组级绕组 从初级绕组的匝数 得到次级绕组 因此 在我们的例子 10 9 辅辅助助绕组绕组和和 VCC 电电容容 iW1710 偏压绕组提供的 VCC应低于 16 V 确保正常工作期间 VCC 不超过 16V 设定 VCC约为 10 V 选择的 NBIAS要接近这个数字 在这个例子中 我们选择 12 圈 VCC电容 CVCC 在正常工作时给 IC 供电 并在启动之前检测其电压 以确保在启动和运行的电压范围 启动时间是多快由此电容充电情况 决定 10 10 VSENSE电电阻和阻和绕组绕组 输出电压调节主要由反馈信号 VSENSE确定 在 IC 内部 VSENSE比较参考电压 VSENSE 标称值 其中 VSENSE 标 称值 为 1 538 V 从这里我们可以找到需要的 RBVsns和 RTVsns的比例 在这个例子中 我们设置 RTVsns为 24k 假设 VSENSE 与 VCC 我们使用相同的绕 组 此时已经完成变压器的设计 我们需验证变压器是否合乎要求 10 11 电电流流检测电检测电阻阻 Isense 电阻决定电源的最大输出电流 输出电流的电源的情况 当输出的最大电流是时 在 ISENSE引脚的电压 visense 应达到最大 因此 在恒定电流时 在此方程中带入 10 20 iw1710 的 KC 是 0 5 伏 因此 RIsense取决于最大输出电流 从表 10 1 给出了输出电流为 1 2 因此 RIsense是 我们建议 RIsense使用 1 公差的电阻 10 12 输输入大入大电电容容 输入大电容 CBULK需要保持在电压下降是依然有足够的输入功率保 持恒定的输出功率 因此 CBULK必须是 VINAC MIN 是输入到电源的最小输入电压 有效值 FLINE是最低电 源频率 47 赫兹 VINDC min 由方程 10 9 计算 10 13 输输出出电电容容 输出电容影响电源的稳态纹波和动态响应 假设一个理想的电容器的 ESR 等效串联电阻 和 ESL 等效串联电感 可以忽略不计 然后 输出电容器给负载供电时 次级电流输出 ISEC pk 为 保持输出电压 纹波 为 100 mV 在这种计算中 ESR 和 ESL 被忽略 但计算仍然有效 因为在电源的 输出端有第二级 LC 滤波器 这两个组件能减少 ESR 和 ESL 的波纹 然而现实中纹波会比计算稍高 假设负载从空载到输出电流 高 然后从 9 5 节 方程 9 8 我们发现 输出电容 Cout 动态 和 Vdrop IC 之间的关系 然后解决 Vdrop IC 从图 9 4 在 VDynamic DROP 是允许的最大电 压降为设计过程中的动态响应 VDROP Cable 是由于电缆电阻的电 压降 并 VDROP sense 是在电压下降到之前的信号是足够低的注册 动态响应 在 TP No load 是无负载条件下的最大的周期 通过公式 10 30 假设电源效率在无负载 无负载 是 50 在瞬态负载从空载到 50 负载 我想让 VOUT PCB 的下降不超过 1 V COUT Dynamic 应为 由于没有电缆 VDROP cable 为 0V 带入方程 10 19 在 COUT Dynamic 和 COUT Steady State 之间选择较大的电容值 在此为 680 F 10 14 缓缓冲网冲网络络 缓冲网络的作用是 MOSFET 开关其间减少电压应力 我们的目标是 消除变压器的漏感能量 保守的设计是假设的漏感能量只通过缓冲消 耗 因此 LLK可以从变压器测得 VDS 是 MOSFET 两端的电压 Vsnub PK 和 Vsnub Val 是缓冲电容器两端的电压 选择一个 Csnub CsnubY 越小在 MOSFET 上的电压应力越大 然而 电容越大越昂贵 在满 足 Vsnub PK 和 Vsnub Val 标准的基础上选择 Csnub 现在需要一 个电阻来消耗在栅极驱动器导通期间的 Vsnub PK 至 Vsnub Val 间 的能量 这个电阻消耗了 利用公式 10 32 解决 Rsnub 这里给予 CSNUB和 RSNUB保守的估值 包含二极管和串联电阻的缓冲网络中 当 MOSFET 关闭时二极管将 电流缓冲到电容器 在 MOSFET 重新打开后有反向电流流过二极管 反向电流的发生是因为在二极管从正偏到反偏的瞬间二极管仍处于 导通状态 这种扭曲的下降沿信号会通过 VSENSE影响到 IC 的工作状 态 因此 与二极管串联的电阻能在 MOSFET 重新打开后减少流过二极 管的反向电流 10 15 消除消除 Ton 延延时时 iw1710 还包含一个功能 允许调整高压线和低压线路的恒定电流曲 线的匹配 高压线和低压线路的不匹配是由于 IC 的传输延迟 驱动 导通延迟 及 MOSFET 的导通延迟造成的 MOSFET 栅极电阻会进 一步增加驱动导通延迟 iW1710 通过对这些因素的计算来灵活的调 整对延迟的补偿 RDly和 CDly提供额外的延迟补偿 确定 RDly和 CDly的数值应遵循这些步骤 1 无滤波元件限制测量高压线和低压线路的恒定电流之间的差异 2 从图 11 1 找到这种差异的最佳匹配曲线 3 找到匹配电源的 LM和 tRC 4 从 10 33 找到 RDly和 CDly的方程 10 16 SD 保保护护 SD 引脚可配置的保护提供三种不同的类型 过热保护 过压保护 过 热和过压保护 图 10 3 显示了三种配置和没有 OTP 及过压保护的情 况 仅过热仅过热保保护护 图图 10 3a iW1710 通过检测流过 SD 引脚的 107uA 电流来探明过热情况 详 见