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多感应器感应加热逆变电源功率解耦控制 浙江大学硕士学位论文目录324非对称电压占空比控制?31325对称电压占空比控制?32326脉)中密度调功(PDM)?3433本章小结?35第四章多感应器感应加热电源系统设计?3641系统主电路设计?3642系统控制电路设计?36421电流闭环?38422相位控制闭环?39423锁相闭环?4243保护电路设计?4444本章小结?46第五章实验结果?47第六章总结与展望?50参考文献?51附录多感应器感应加热逆变电源功率解耦控制样机照片?55致i射?56作者简介?57IV浙江大学硕士学位论文绪论第一章绪论11感应加热电源的发展历程感应加热是电力电子变换器的一个重要的用途。 1831年Mi chaelFaraday发现了电磁感应定律，为感应加热技术的产生和发展奠定了理论基础电磁感应定律的内容就是两个相邻的线圈，对其中的一个通以交变电流，另一个闭合，则闭合线圈中就会产生感应电流。 之后，在1868年，Foucaul t等人提出了涡流理论和能量由线圈向铁芯传输的问题托”，使得感应加热技术的工程应用慢慢地变得可能。 自从感应加热技术的应用成为可能之后，感应加热电源的发展大致经历了一下几个阶段1)20世纪50年代以前，主要是以电子管电源为主。 从1916年美国人发明的闭槽有芯感应炉，到后来的中频感应炉产品。 随着实际应用经验的积累，以及电子真空三极管被应用到感应加热领域，高频电子管电源在淬火，熔炼等领域得到广泛的应用。 2)20世纪50年代以后，晶闸管的出现，标志着电力电子技术的诞生1。 晶闸管中频电源的研制成功，打破了中频发电机组在中频感应炉中的垄断地位，成为中频感应加热领域的主导产品。 80年代以后，一系列全控器件如MOSFET、SIT、IGBT等的出现，电力电子技术开始向高频化发展。 随着电力电子技术的发展，固态高频电源未来必将全面取代电子管电源。 由于感应加热技术在透热、熔炼、焊接、热处理等方面的广泛应用，感应加热技术已成为冶金、机械加热、国防、航空、船舶制造业不可或缺的一部分。 对工业生产的发展和国民经济的壮大起着非常大的推动作用。 12感应加热技术的原理与应用121感应加热的原理感应加热技术主要应用到的原理是电磁感应定律和涡流理论，具体的原理图如图11所示。 浙江大学硕士学位论文绪论夕丁图11感应加热原理图将线圈绕在需要加热的工件上，在线圈中通以一个交变电流i，则根据电磁感应定律，就会产生同频率的交变磁通，交变的磁通又会在工件中产生感应电动势e。 假设磁通按照正弦规律变化，则其中，N是线圈匝数。 感应电动势的有效值为=。 si not口NaO西(11)(12)ETNOco444NfO。 2?(13)由于涡流效应，感应电动势产生涡流电流。 这个涡流电流在克服自身电阻时产生热效应，从而使工件加热，其焦耳热为Q=O2412Rt(1-4)式中Q为电阻发热产生的热量(J)，为电流有效值(A)，灭为工件等效电阻(Q)，为工件通电时间(S)。 但是，工件内部的功率并不是均匀分布的越靠近表面的地方，感应电流越大，功率密度就越大，越内部的地方，感应电流越小，功率密度越小。 这就是集肤效应B1。 集肤效应有一个很重要的概念，透入深度。 透入深度受工件电阻率，相对磁导率，还有电流频率的影响。 具体表达式如下。 6=鼯2(15)浙江大学硕士学位论文绪论其中，万为透入深度 (111)，p为工件电阻率(Q历)，风为真空磁导率(47rxl O-7H肌)，厂为电流频率()除了集肤效应，在加热过程中，还有邻近效应和圆环效应邻近效应是指相邻的两个导体中通以交流电，导体中的电流分布会发生变化。 两个电流相同时，电流聚集在两导体的外侧，电流相反时，聚集于内侧圆环效应是指当交流电通过圆形线圈时，电流密度最大出现在导体的内侧。 在交变磁场中感应器本身表现出圆环效应，感应器和工件之间为邻近效应，工件上表现出集肤效应。 122感应加热电源的应用电力电子感应加热是一种重要的工业技术，广泛应用于熔炼、铸造、表面处理、弯管、焊接等领域。 近年来随着技术的发展，已成功应用于注塑半导体器件加工、医疗仪器、办公及家电等新领域。 与传统的燃烧加热、电阻电炉加热等相比，感应加热技术有如下优点1)效率高，可以集中功率对所需的区域加热，工作频率能够自动跟踪负载谐振频率，保证最佳的工作状态，电能利用率较高2)速度快，感应加热电源可以使工件在极短的时间里达到所需的温度，在某些特殊应用领域，可以达到很好加热效果。 3)加热温度均匀，感应加热电源可以使工件各部分受热和均匀，特别是在淬火领域应用，达到很好的效果。 4)温度控制精确，利用温度闭环控制，可以很好地控制工件上的温度，保持恒定。 5)易于实现自动化，感应加热电源现在已经是一个成熟的产品，可以很方便得选购。 6)无机械运动，噪声小，负载匹配容易。 7)启动停止方便，安装和维修方便。 实际应用中的感应加热电源，按照电源工作频率，可以分为低频感应加热、中频感应加热、超音频感应加热、高频感应加热和超高频感应加热。 1)低频感应加热，工作频率为50HzIkHz。 淬火深度可达1020ram，适用于大工件的表面的淬火。 2)中频感应加热，工作频率为IkHz一20kHz，常用25008000Hz，一般为浙江大学硕士学位论文绪论机械式中频加热装置或可控硅中频电源。 淬硬层深度310fl l l l l。 适于较大直径的轴类、中大齿轮等。 3)超音频感应加热，工作频率为20kHz100kHz，加热深度一般为23mm。 适用于中等直径的工件的深层加热。 4)高频感应加热，工作频率100kHz300kHz，常用200300kHz，为电子管式高频加热，淬硬层深为052mm，适于中小型工件。 13国内外感应加热电源的研究现状和发展趋势131传统感应加热电源的研究现状欧美几个工业强国在感应加热方面都起步较早，加上资金上面的优势，所以目前在感应加热电源的技术上处于世界领先水平，基本上代表了感应加热电源的世界最高水平。 美国的Inductorheat公司是感应加热业内的领导者，用MOSFET成功研制了400kHz的高频感应加热电源，最大功率可以达到2MW哺1日本在感应加热领域的研究也开展地非常成功，早在1987年就开始研制1200kW200kHz的SIT电源。 比利时Inducto Elphi ac公司已经研制出1MW15600kHz的电流型MOSFET感应加热电源。 尽管日本的SIT感应加热电源已达到较高水平，但高频感应加热电源的未来的主流仍然是采用功率MOSFET和IGBT作为主控器件。 国内感应加热的起步较晚。 浙江大学早在上世纪90年代就已研制出2OkW300kHz的MOSFET电源，并已开发出产品，投入实际应用。 xx年，华北电力大学用多管并联的方式开发出50kW的MOSFET电源，然后以多个逆变桥并联的方式研制出200kW400kHz逆变电源。 这些基本上代表了国内感应加热领域的最高水平。 132感应加热电源的发展趋势感应加热未来的发展趋势主要有以下几个方面1)大容量化和高频化。 2)智能化控制。 3)功率因数的提高。 4)电源功率利用率的提高。 4浙江大学硕士学位论文绪论14选题的背景意义和主要研究内容141选题的意义传统的感应加热是一台感应加热电源和一个感应器，为一个工件加热。 随着应用领域的扩大和对加热温度精度要求的提高，现在已出现采用多台感应加热电源和多只感应器，用来实现对一个加热工件上多个位置点的不同温度进行精确控制的要求哺H12。 图12为三个感应器三台感应加热电源为一个共同的工件实现加热的示意图。 磁工件感应器1感应器2感应器3图12三台感应加热电源共同加热示意图通电工作之后，感应器1会产生一个交变磁通，由于三个感应器(即线圈绕组)同时绕在一个工件上，这个磁通也会通过感应器2和感应器3。 同样的，由感应器2和感应器3产生的磁通，也会通过另外两个感应器。 这样就形成了三个感应器之间的互相耦合。 由式1-2可知，感应电动势跟磁通有关系。 所以磁通的耦合可以导致感应电动势的耦合，继而导致涡流电流的耦合，最后，工件上获得的功率也是相互耦合的。 感应器传送给加热工件的功率不仅于自身对应的那一台感应加热电源，由于耦合的存在，还有一部分功率是从别的感应器耦合过来的，当然，这种耦合也会把自身的一部份电功率传递给临近的其他感应器。 另一种功率的耦合效应是由于电磁耦合引起的变流器电流电压畸变直接导致变流器输出电功率的改变。 多个感应器之间的耦合导致的另一个严重问题是交流器电流电压波形畸变，影响变流器安全运行由于相互之间存在电磁耦合，每一只感应器会耦合其他感应器上电磁能量和信号，这样感应器就成为一个新的信号源，把耦合过来的电流电压叠加于原来的功率变流器电路中，造成电力电子变流器电路中电流和电压波形的畸变。 由于感应加热所采用的电力电子交流器一般需要这些电流电压波形作为控制信号，而畸变的波形将严重影响变流器功浙江大学硕士学位论文绪论率电路和控制电路安全运行。 本项目研究的祸合型同磁芯多感应器之间的电磁耦合机理、耦合参数分析计算、功率耦合分析与解耦方法、耦合引起的电流电压波形畸变对变流器安全控制的影响等内容是该项领域重要的基础理论工作，也是感应加热中的这项新技术能够成功应用的关键所在。 研究本课题的意义在于对先进制造业在相关领域具有重大的提升作用。 对工业中普遍应用的感应加热技术由原先的对一个位置点进行温度控制提升发展为可以精确地对多个位置点进行不同温度的控制，提高了设备的档次，有利于产品质量的升级；本课题研究的信号畸变对交流器的影响对于电力电子高可靠控制具有很大的借鉴意义。 由于多感应器加热技术能够实现对多点温度的精确控制，近年来在感应加热领域已成为国内外一个新的研究方向。 文献【8为了满足实际应用的需要，首次提出了“对长大型工件细分为多个区分别同时进行感应加热处理”，并申请了美国专利。 这是国际上较早提出对工件进行分段加热的概念。 但该文献也是仅仅停留在提出新方法、新概念的层面，并没有进行具体的实验研究，更没有研究由此产生的耦合问题及解决方法。 文献【9提出了“区域控制感应加热(ZoneControl Induction Heating，ZCIH)”的新概念，把加热工件分为几个较小的区域(zone)，对每个区域分别各用一台感应加热逆变电源和一个感应器进行加热和控制。 文章探讨了对各感应器电流分别进行控制的可能，也研究了频率相位对感应器之间耦合的影响，但没有研究耦合畸变对变流器控制的影响。 文献10】研究了对棒状长条型金属工件进行加热处理时，采用三个高频逆变电源，带三个感应器，通过控制使电磁场移动的方法，让长度较长的工件得到均匀加热。 其研究重点在于三个电磁场的合成控制。 文献【11】针对快速变化的加热负载，提出了两台半桥串联谐振电源，两个感应器的方案，向负载快速提供功率，还研究了差频(即两台电源工作频率的差异)噪音产生的原因及其消除方法。 文献12】对两个同芯感应器之间的电磁耦合问题采用有限元方法进行了仿真，并考虑了对应的两台电源工作参数对耦合的影响。 文献【13】研究了双感应器的加热性能，分析了双感应器产生的叠加电磁场的分布情况。 文献14】针对小功率应用提出了区域控制感应加热另一种电路结构，共用一台高频逆变器，通过一个多绕组的高频变压器，连接多个感应器，实现多区域加热。 这种方法表面上看起来每个感应器可以6浙江大学硕士学位论文绪论控制对应的一个区域，但由于合用了一个高频逆变器，调节逆变器的工作状态，每一个感应器中的电流会一起随着变化，因此相互之间不能独立控制。 文献【15】介绍了一种可以带多个负载的新拓扑，该拓扑多个感应器共用一个逆变器，节省了成本和空间。 但是该逆变器的控制策略非常复杂，感应器数量较少时还可以控制，感应器数量较多时，就变得难以控制另外，该文献没有研究多个感应器之间相互耦合所造成的功率分布不均匀，波形畸变对控制所造成的影响。 文献【16】一【19介绍了对几何形状不规则的金属工件(如齿轮)进行热处理时，根据工件上各位置凹凸情况和曲率半径的不同，为了达到相同的加热深度，提出采用两种频率进行加热的方法，并介绍了相应的电路和控制方法。 文献【20研究了控制信号畸变对功率变换器工作的影响，介绍了可服信号过零点严重畸变时的一种解决方法。 文献【21】一【26】研究探讨了感应加热中几种重要的功率调节方法移相调功、脉冲密度调制、扫频调功、非对称电压占空比控制，分析比较了各自的调节性能和优缺点。 从上述对国内外研究现状的分析可以看出，目前在多感应器感应加热电源的方案上，主要有几种方案，一种是用一个逆变器带多个感应器作为负载，通过改变逆变器的工作频率或者开关状态来改变每个感应器中的电流大小，从而改变输出功率。 但是这种方法只适合在某些对功率控制要求并不是很精确的场合应用，因为这种方案并不能很好地解决由电磁耦合造成的电流畸变以及功率相互耦合的问题。 另一种方案是采用多套单台感应加热电源共同组成一个多感应器感应加热电源，在这种方案下，可以通过控制多台感应加热电源之间的工作频率和电流相位，很好地解决电流畸变以及逆变器之间输出功率相互耦合的情况，所以，本文采用多台逆变器共同组成一套电源的方法。 142本文主要完成的工作对目前国内外多感应器感应加热电源的研究现状进行归纳分析，找出一种控制方法较为简单，能够解决感应器之间电磁耦合造成的电流波形畸变以及逆变器之间功率耦合的情况。 寻找解决感应加热电源输出电流电压畸变的解决办法。 探索多台感应加热电源输出功率解耦的控制方法，使各台电源的输出功率相浙江大学硕士学位论文绪论互独立，并设计具体电路进行实验15本章小结本章首先对感应加热的基本原理做了简单的介绍并对目前感应加热方面的国内外研究现状做了简单的归纳。 接下来提出了本文主要的研究方向，总结了一些关于多感应器感应加热电源方面目前的研究状况，提出了本文主要完成的工作。 浙江大学硕士学位论文多感应器感应加热电源耦合分析第二章多感应器感应加热电源耦合分析传统的感应加热是一台感应加热电源配一个感应器，对一个工件加热。 随着应用领域的扩大和应用要求的提高，同一个工件不同区域要求的温度不同，虽然一些感应器的特殊绕法能够满足一些实际应用需求，但是对大多数的实际应用来说，单台电源单个感应器已经远远不能满足要求了。 所以，必须采用多台感应加热电源，每台负责加热工件的一个区域，采用温度闭环控制。 21多台感应加热电源耦合等效电路分析由电磁感应定律可知，只要穿过线圈的磁力线发生变化，在线圈中就会产生感应电动势。 如果电路中有两个非常靠近的线圈，当一个线圈中通过电流，此电流产生的磁力线不但传过该线圈本身，同时也会有部分磁力线传过邻近的另一个线圈。 这样，当电流变化时，邻近线圈中的磁力线也随之发生变化，从而在线圈中产生感应电动势。 这种由于一个线圈中的电流变化，通过磁通耦合在另一个线圈中产生感应电动势的现象称为互感现象271。 感应加热感应加热电源1电源2一b乡一八b图21多感应器感应加热电源示意图如图21所示，当感应器1中通以电流f1时，在感应器中产生磁通，。 fl产生的部分磁通。 同时也穿过了感应器2，称为互感磁通。 另一部分磁通。 只穿过感应器1而不穿过感应器2，这部分称为漏磁通。 同理，当感应器2中通以电流f时，也会产生磁通，其中一部分同时穿过感应器1，另一部分只穿过感应器2而不穿过感应器1。 这样一种关系可以用一个互感系数尬，来描述，即浙江大学硕士学位论文多感应器感应加热电源耦合分析鸠，=訾(2-1)ll其中。 =2。 为互感磁链，2为感应器2的匝数。 对于两个相对静止的感应器，他们的互感系数尬2和尬，是相等的，即鸩，=M2-M(2-2)串联型感应加热等效电路图如图图22串联型感应加热等效电路图串联型感应加热电源逆变器的输出可以看成一个交流方波电压源，如和k分别代表负载的等效电阻和等效电感，C代表谐振电容。 图23两台感应加热电源互感等效电路示意图当两台感应加热电源一起工作时，因为感应器绕在同一个工件上，相互之间有电磁耦合，假设耦合系数为M根据电路原理，两台感应加热电源的等效电路如图23所示。 l O浙江大学硕士学位论文多感应器感应加热电源耦合分析22感应加热电源逆变输出功率解耦控制策略分析在实际应用中，多台相互独立的感应加热电源的工作状况有以下几种情况1)工作频率互不相同现在实际应用的多台感应加热电源，各自采用锁相技术，工作频率跟踪负载谐振频率变化而变化，而负载的谐振频率又是随着加热过程不断变化的，所以，相互之间的工作频率必然是不相同的。 不同的工作频率，在电磁耦合的影响下，将使感应加热逆变器的输出电流幅值呈现周期性震荡。 本文以两台感应加热电源共同加热同一个工件为例，进行了仿真，具体框图如下图24所示。 图24两台感应加热耦合情况仿真图如图24所示两个逆变器分别采用两个不同的X-作频率。 工作频率彳=35肼也，石=36肼玉。 等效谐振电感厶=厶=660，胛，互感M=66胍日=击厶，测得两个逆变器输出电流如下图25所示渐江大学硕士学位论文多感应器感应加热电源耦合分析下图是其中某一段的截图。 图25逆变器输出电流图26逆变器输出电流由图25，图26可以看出，当两个逆变器工作频率不同时，由于互感的影响，输出电流的幅值会产生周期性的变化。 这个变化的周期，就是两个逆变器工作频率之差。 同时可以看出，电流的频率也在不停地变化。 在感应加热电源中，需要检测电流电压相互间的相位，让电流电压相位差总是保持在一个很小的范围内，这样，可以使逆变器工作在负载的谐振状态，能量的利用率是最高的。 图26中可以看出，由于互感耦合的影响，电流值在某些时刻畸变非常严重，过零点的检测就变得非常困难。 图27是逆变器I的电流电压经过异或门鉴相，再经过滤波之后得到的值。 可以看出，滤波后的输出值就跟图25中的电流值一样，在起动完成之后，呈现周期性的变化，这个变化周期也是两个逆变器的工作频率之差。 这就说明输出电流的频率一直是在变化，输出电流与输出电压之间的相位差也是一直在变化。 由于鉴相输出无法稳定，所以逆变器肯定无法实现锁相的闭环控制，也就无法使工作频率时刻跟随负载谐振频率的变化而变化。 一。 pjgIdE浙江大学硕士学位论文多感应器感应加热电源耦合分析图27电压电流异或门鉴相滤波输出值由上所述，当多台逆变器的工作频率互不相同时，电流幅值会发生周期性变化，同时，电流电压之间的相位差也会发生变化，导致功率和锁相都无法实现闭环控制，严重的还会使电路无法工作。 基于上述原因，多台感应加热电源必须采用同一个工作频率，即必须用同步信号控制多台感应加热电源。 2)工作频率相同上面用两台感应加热电源，分析了工作频率不同的情况下，电流幅值和相位的变化。 在上面的仿真中，除了工作频率不同以外，两套电路的参数是完全一致的。 下面分析当两台电源工作频率相同时的情况。 图28工作频率相同时输出电流由图28可以看出，当两台感应加热电源工作频率相同时，频率之差变为零，所以输出电流将不再周期性震荡，波形也变得很光滑。 在一定范围内，感应加热电源可以工作。 逆变输出电压是一个方波信号，对于串联谐振负载来说，当工作在谐振频率附近时，高次谐波电压基本上都被滤波掉了，真正传输功率的基本上只有基波信号，所以可以近似地将上述方波信号等效为它的基波信号来计算，由图23可以得出向量形势的等效电路图，如下图29所示苦nl一五Elv一p三莓i渐江大学硕士学位论文多感应器感应加热电源耦合分析图29向量形式等效电路图设U，厶，厶分别为U=U(COSl9I+j si n01)=(eosO+j si n02)=(cos仍+sin仍)厶=厶(cos仍+j sin仍时，就表示从逆变器1提供的一部分功率通过互感耦合到逆变器2。 因为有了这样一个祸合的功率，逆变器输出的功率将不再和感应器对应工件区域上消耗的功率相等，逆变器的工作状态就有可能和预想的不一致，有可能会增加损耗，更有可能会造成逆变器过流甚至过载而损坏。 当仍比仍的数值大很多时，嘲厶sin(仍一仍)就有可能大于恐厶2，这样就会使曼小于零，相当于有一个功率，从逆变端返回到直流端，再反馈到电网上去，这样就使逆变器2的工作状态在无法控制的状态下乜钉。 所以，为了避免这种情况的发生，可以令仍=仍，则有日=墨2(2-15)罡=恐厶2(2-16)这样，每个逆变器的输出功率就和各自感应器对应工件区域上消耗的功率相等，每个逆变器就可以自由调节自己的输出功率而不影响其他逆变器的输出功淅江大学硕士学位论文多感应器感应加热电源耦合分析由上面可知两=(曷+厶+_妥两+以M云(217)，缈【一瓦=(恐+鸣+去泛+jcoM石(2-18)，砒2设互=置巾厶+志，Z2=恐巾厶+志可得U=Zl+j coMl2(219)=Z2厶+j mMIl(2-20)当工作频率国固定时，Z，Z和M都是固定值。 所以上述两式可以看成是四个变量，两个方程的二一个方程组。 其中两个是自变量，另外两个是应变量。 当未采用电流相位控制时，令云，一U2为自变量，瓯，云为应变量。 设仍=o由式2一11，可以画出向量图如下图210所示。 joJItr，r|l图210未采用电流相位控制时的向量图可以看出，当未采用电流相位控制时，由图中可以看出，当改变址的幅值时，Z2云的幅值和相位也随之发生改变。 当瓦的幅值最大时，z2云的幅值也达浙江大学硕士学位论文多感应器感应加热电源耦合分析到最大，因为当频率彩固定时，Zl的幅值也是固定的，所以，Z2云的幅值最大的时刻也是云幅值最大的时刻当瓦的幅值逐渐变小，到某一点时，瓦和Z2云正好相互垂直，此时z212的幅值达到最小，此时云的幅值也是最小的。 之后，瓦继续缩小，Z2云的幅值慢慢增大，云的幅值也随之增大由此可以看出，调节一U2的过程中，i存在一个最小值点，这个最小值点是大于零的，所以只通过调节以无法使厶在零和最大值之间任意变化”们叫捌j wlt一12It12m簖图211采用电流同相控制时的向量图当采用电流同相控制时，各个向量如图211所示。 保持厶和厶的相位一直相同，调节U2的幅值和相位。 设阻抗Z2的相角为口当U2的幅值达到最大值时，Z2夏的幅值也达到最大值，此时，厶的幅值达到最大。 当调整的角度和幅值时，厶的幅值也随之变化，当和相互垂直时，Z2厶为零向量，此时，厶为零向量，电流厶的大小就为零。 所以在相位控制的情况下，电流厶的大小可以在零到最大值之间变化。 通过上面的分析可知，当多台逆变器之间的工作频率相同时，可以解决电磁耦合引起的输出电压，输出电流波形畸变，不会使电流电压信号无法检测而使电源无法正常工作。 更进一步的，当多台感应加热电源输出电流的相位相同时，每浙江大学硕士学位论文多感应器感应加热电源耦合分析个逆变器的输出功率相互解耦，这就使得每个逆变器调节输出功率的时候，不会影响其他逆变器的输出功率大小。 所以，本文所要达到的目标就是制作一套由多台感应加热逆变器组成的电源，每个逆变器的工作频率相同，每个逆变器的输出电流在工作中一直保持相位相同。 23本章小结本章对两台感应加热电源之间的电磁耦合进行了分析，得出了两台感应加热电源耦合等效电路。 根据这个等效电路，利用MATLAB仿真软件对两台存在电磁耦合的感应加热电源进行仿真，当两台电源的工作频率相同时，由电磁耦合引起的输出电流畸变可以消除。 接下去，进一步分析当两台感应加热电源的输出电流达到相位相同时，两台感应加热逆变器之间的输出功率可以解除耦合。 淅江大学硕士学位论文多感应器感应加热电源主电路与调功方式的介绍第三章多感应器感应加热电源主电路与调功方式的介绍根据第二章的分析，需要建立一套由多台感应加热电源组成的设备。 每一套电源是一个独立的系统，包括了主电路，谐振电容，感应器还有控制电路。 要想建立这么一套系统，首先需要选择感应加热主电路拓扑。 感应加热主电路拓扑繁多，需要对一般常用的拓扑进行分析和比较，在根据自己的需求，选择合适又简单的拓扑进行设计。 其次是调功方式的选择感应加热的调功方式也有好多种，主要的有调压调功，扫频调功，移相调功，脉冲密度调制调功等等。 每种调功方式都有自己的优缺点和和适用场合。 所以需要进行分析和比较，选择适合要求又便于控制的方式来调功。 感应加热电源的控制部分又分为两块，一块采用数字控制，主要是利用FPGA编程实现，这一部分将在下一章进行详细讲解。 另一部分是信号采集，信号调理和PI控制电路，将在本章进行详细讲解。 31感应加热主电路拓扑的分析和选择311串联型感应加热主电路拓扑分析图31串联型谐振逆变器拓扑串联型感应加热电源主电路拓扑如图31所示。 三相交流电输入后，进过二极管不控整流，在经过电容滤波之后变成直流电。 如果是直流调压调功的话，中间经过一级斩波电路，再连接到逆变器上。 如果不是直流调压调功，则经过二极管不控整流之后直接接到逆变器上LCR串联等效电路如图32所示浙江大学硕士学位论文多感应器感应加热电源主电路与调功方式的介绍L逆变器输出是一个方波电压，为了分方便，通常取方波电压的基波作为电压源来分析。 在频率为时，回路阻抗为Z=R4-j coL+二一(31)1此时电路的谐振角频率为=面I，谐振频率为石=瓦1页电工电路学中定义谐振回路品质因数Q丑R=去R括C(3-2)一魏CR、f幅频特性为IzI=二了巧=夏了i雨=尺f砑c33，相频特性为伊aK。 锄竺再1眦咖Q旦一堕，。 34，伊一arctan平2arctanQ(罢一等) (34)当缈=coo时，IZI达到最小值，阻抗成纯阻性，电路中的电流值最大。 乙=篙=警5，当角频率功时，foCOo时，够0，电压超前于电流，阻抗成感性。 淅江大学硕士学位论文多感应器感应加热电源主电路与调功方式的介绍P图33输出功率随频率变化图由于Z的幅值与Q有关系，在不同Q值的电路，在同一频率下的阻抗特性也不相同。 所以，电路的输出功率就与Q值有这密切的关系。 如图33所示即是不同Q值下，输出功率随频率的变化图。 可以看出，在Q较高时，在谐振频率附近，电路的输出功率比较大，在Q值越大的情况下，偏离谐振频率，功率下降得越快。 串联谐振逆变器的输出电压是一个方波。 当工作在谐振频率附近时，输出电流可以近似看成一个正弦波加。 前面已讨论，输出电压和输出电流的相位关系和工作频率功相关。 当缈a,o时，电流超前电压，电路工作在感性状态。 下面来分析一下具体的换流过程。 忽略死区时间，如下图34所示。 口l口jI I IS2S4|l f、(_IIr。 I，lIf。 7ISID-,S2DlS3D4S4D3图34感性状态下电流驱动和输出电压电流波形第一阶段是，s。 ，s，导通，输出电压和输出电压都为正。 当s，s，关断之后，2l浙江大学硕士学位论文多感应器感应加热电源主电路与调功方式的介绍此时输出电流还没有谐振到零，所以通过D。 D。 续流，输出电压为负。 当电流自然过零之后，电流从DD4换流到SS，电路进入下半周期的谐振。 当SS关断后，电流通过D。 D，续流。 由此。 完成了一个周期的换流过程。 在感性状态下，由开关管向反并二极管的换流是臂间换流，开关管关断电流大于零，存在关断损耗。 关断损耗还和电路工作频率有关，特别是当关断电流较大时，开关管的关断损耗比较大。 由反并二极管向开关管的换流是臂内换流，也叫自然换流，电流是自然过零的，二极管关断和开关管开通都发生在电流过零的时刻。 二极管承受反压时正向电流已经为零，所以没有反向恢复问题。 开关管为ZVS开通，减小了开关损耗，提高了逆变器的效率。 当 如图35为容性状态下逆变器换流过程。 由图中可以看出，s，S，导通，输出电压和输出电流都为正。 电流下降到零之后后，s。 ，s，关断，DD开通，s。 s，都是零电流关断，关断损耗很小。 之后，s，s。 开通，D，D。 承受反压关断。 输出电压和输出SlS孑I lIllIIS2S4“f，飞。 1I7八7一t、IS3D3S4D4图35容性状态下驱动和输出电压电流波形电流都为负。 之后ss关断，电流通过D，D，续流。 S，S，开通后，又从D。 D，换流到S，S，。 这样就完成了一个周期的换流。 在这个过程中，电流从反并二极管到开关管的换流是强制换流，二极管在承受反压时正向电流并未下降到零，此时，j会有较大的反向恢复电流，且过大的半会在开关管两端产生很高的电压，可能df会超过开关管的额定耐压，且开关管开通时是在大电流，大电压的情况下，开通损耗较大。 这些是容性状态下的一些缺点34o淅江大学硕士学位论文多感应器感应加热电源主电路与调功方式的介绍图36半桥式串联型感应加热电源主电路在实际应用中，有时也用到半桥式的串联型逆变拓扑。 其等效电路和前面的全桥型的逆变器一样，不同点就是这里两个电容都参与谐振，所以等效谐振电容值是每个电容的两倍。 半桥型拓扑的好处就是只用到了两个开关管，省去了两个开关管，大大节省了成本。 此外，在控制上也比较简单。 全桥式逆变器的控制方法较多，一般的有扫频控制，移相控制，脉冲密度控制等到，而半桥式的控制方法比较少，一般采用的控制方法是扫频控制和非对称占空比控制。 312并联型感应加热主电路拓扑分析图37并联型谐振逆交器拓扑并联谐振逆变器拓扑如图37所示。 输入三相交流电经过二极管不控整流之后，经过大电感滤波，再接到逆变器上。 这个大电感就相当于一个电流源。 负载R，L与c并联。 并联谐振等效电路图如下图所示。 淅江大学硕士学位论文多感应器感应加热电源主电路与调功方式的介绍图38并联谐振等效电路图电路的导纳为】，=而1面+以=丽R叫R斋(coL)一以)(3-6)R+，础。 R2+(缈三)2。 、。 +2当淼=以时电路达到谐振，即谐振频率=一1(coL)L兰C一殿R2+2。 f当争R时=压电路导纳为K=丽R(3-7)此时电路的导纳为最小，电路阻抗则为最大。 Izl一=学(3-8)当CO时，电路阻抗成容性，输出电流超前输出电压。 当缈 串联谐振逆变器输入电压可以看做是一个电压源，电压源不能短路，桥臂上下管之间必须避免直通的情况，所以在上下管的驱动波形之间必须加入死区时间与串联谐振不同的是，并联谐振的输入经过大电感滤波，可以看作一个电流源。 而电流源是不能开路的，所以，上下管的驱动波形之间必须加入重叠时间。 在感应加热实际应用中，经常会出现感应器匝间短路，相当于逆变器输出短路，在串联谐振情况下，输出电流会急剧增大，会给感应加热电源的正常工作带来很大的威胁，甚至烧坏开关管。 但是并联谐振前面24浙江大学硕士学位论文多感应墨感应加热电源主电路与调功方式的介绍的滤波大电感相当于是一个电流源，当遇到感应器短路时，输出电流并不会很快上升，这就给保护电路的动作赢得了时间，所以在实际的大功率应用场合下，并联谐振逆变器是最常采用的拓扑。 与串联谐振不同的是，并联谐振，输出电流是一个方波信号，输出电压是一个近似正弦波信号。 下面分析并联谐振在容性状态下的换流过程，具体如下图所示(忽略重叠时间)。 -SIS3llI lllIS2S4li，D，_、pt；LjI。 7III图39并联谐振容性状态波形图容性状态下，输出地电流超前输出电压。 因为存在重叠时间，当电流从S，S，换流到SS之前，s，S先开通，此时，输出电压仍然为正，与S。 S，串联的二极管D。 ，D，承受反压关断。 之后，输出电压电流都为负。 当电流从ss换流到s，S，之前，S，S，先开通，与S。 S。 串联的二极管DD。 承受反压关断。 之后，SS关断，电流从s，s换流到s，s，。 在这个过程中，开关管关断之前，串联二极管先承受反压关断，所以，开关管关断时承受的反向电压几乎为零，这大大降低了开关管的关断损耗。 二极管关断前有正向电流流过，承受反压关断时，会产生反向恢复电流，所以二极管的关断损耗比较大。 并联谐振感性状态下换流过程如下图310所示。 感性状态下是输出电压超前于输出电流。 当电流从s，s，换流到s，s之前，S，S就已经有驱动脉冲，但此时，SS还无法导通，因为输出电压已经为负，D，D承受反压，无法开通，必须等到s，S，关断之后，s，S才能够导通。 当电流从ss。 换流到s。 s，时，也是同样的道理，必须等到S，s。 关断之后，s。 ，S，才能开通。 在这种状态下，开关管开通时，没有承受正向电压，所以为ZVS开通，开通损耗比较小。 当开关管关断浙江大学硕士学位论文多感应器感应加热电j|募主电路与调功方式的介绍时，开关管必须承受正向电压，流过大电流的情况下关断，此时开tI lS2S4IIIIi f， 一、Y“弋l。 一。 ?1?一l、；I l图310并联谐振感性状态波形图关管的关断损耗非常大。 这种大电流，大电压下的硬关断会产生大的_d4，可能口f会在开关管两端产生非常高的电压，超过开关管所能承受的电压，造成开关管的损坏，对电源的可靠运行造成影响D卯。 表31串联谐振和并联谐振逆变器优缺点比较电压型逆变器电流型逆变器入端并联大电容入端串联大电感开关管为单相耐压，双向载流开关管为双向耐压，单向载流控制方法简单控制方法较为复杂电路结构设计和安装简单电路结构设计和安装复杂反并功率二极管容量相对较小串联功率二极管容量较大通过控制可避免二极管反向恢复问题功率二级管存在反向恢复问题可以采用不控整流采用可控整流不利于短路保护电路设计有利于短路保护电路的设计不宜空载运行可以空载运行需高耐压谐振电容需高电流谐振电容不需平波电感，可减小电源体积需要平波电感，电源体积较大上面分析了感应加热电源的两种最常用的主电路拓扑。 两种电路各有优缺点，各有各的应用场合。 我们在实际应用中应该根据自己实际应用场合的需要，浙江大学硕士学位论文多感应器感应加热电源主电路与调功方式的介绍选择最符合实际应用需求的拓扑。 串联型逆变拓扑和并联型逆变拓扑其实两种相互对偶的拓扑，在拓扑形式，电路波形，驱动波形等方面都存在着对偶的关系136由本章之前的论述，可以概括出串联谐振和并联谐振逆变器各自的优缺点，具体如上表31所示。 表31列出了串联谐振和并联谐振逆变器的一些优缺点，因为两种逆变器在电路结构上的对偶性，各自的优缺点也是比较明显。 主要从三个方面去考虑，第一是对功率器件的要求。 功率器件包括了开关管和功率二极管，在同等容量的情况下，串联谐振和并联谐振所需的开关管容量和耐压是差不多的，串联谐振反并二极管需要承受的反向电压较并联谐振的大，但是功率二极管流过的电流较并联型的小，而且并联型一般控制电路工作在容性状态，功率二极管存在反向恢复问题，所以总的来说，并联型所需的功率二极管要求要高一点。 在保护电路的设计上，并联型输入端大电感可以在负载短路的情况下保护开关管不被瞬间烧坏，有利于保护电路的动作，而串联型逆变器的保护电路设计较为困难。 另外，在控制方法上，串联型逆变器的功率调节方式种类较多，一般有扫频控制，移相控制，PDM控制等，所以逆变器前级可以无需串联斩波器或者晶闸管调压装置，控制显得简单，整体电源体积也可以做得较小，而并联型逆变器一般只能采取前级调压控制，需要串联斩波器或者晶闸管调压装置，在设计和控制上较为复杂。 综合以上几点，结合本文实际设计需要，选择串联型逆变器作为主电路拓扑。 另外，串联型拓扑中，实际应用中比较常用的还有半桥型逆变器。 半桥型逆变器相比于全桥，节省了两个开关管和两个功率二极管，控制方法上也比较简单，一般采用扫频控制和非对称电压占空比控制，无法使用移相控制，对于一般的应用场合，半桥型逆变器足以应付了，所以综上所述，本文采用半桥式串联型谐振逆变器作为主电路的拓扑。 32感应加热常用调功方案分析与选择在感应加热应用中，另一个非常重要的功能是功率调节能力。 因为在实际加热过程中，负载谐振参数，负载功率大小随时会发生改变，所以需要随时对输出功率进行调节，才能满足实际应用。 功率调节方式，主要可以分为两大类1)直流调功，通过调节逆变器输入的直流电压来调节功率输出。 2)逆变调功，这类方式前级不需要串联斩波器或晶闸管调压电路。 主要浙江大学硕士学位论文多感应器感应加热电源主电路与调功方式的介绍可以分为扫频调功(PFM)，移相调功(PWM)，电压占空比控制(ADC)，脉冲密度调制(PDM)。 下面具体介绍每种调功方式的实现方法。 321直流调功直流调功主要是利用斩波器或者晶闸管整流电路控制输出直流电压的大小来调节功率大小。 图3，11晶闸管调压式串联谐振逆变器如图311所示为晶闸管调压电路晶闸管调压调功方式在大功率场合应用比较广泛，控制方便，通过控制晶闸管的导通角来控制输出直流电压。 输出电压与导通角的关系为坐U c。 s口(39)其中，为输出直流电压值，以为输入三相相电压有效值，t2为触发移相角度。 但是，采用晶闸管可控整流调压的方式有很大的不足，在移相角度过大时，网侧功率因数很低，对电网的污染非常严重。 目前电网对终端用电设备功率因数要求越来越高的情况下，大范围的使用变得很困难。 另一种直流调压调功方式是逆变前级加斩波电路，如图312所示。 采用斩波器调功可以克服晶闸管调功功率因数低的缺点，电压调节响应速度也快。 缺点是相比其他调功方式，多了一级斩波电路，导致整个系统控制变得相对复杂，电路元件多，系统出项问题的概率增大，整机的系统可靠性就会下