微机原理-中断与中断管理

9 1引言 9 2抽样定理 9 4模拟信号的量化 9 5脉冲编码调制 9 9时分复用和多路数字电话系统 作业 9 7增量调制 9 8PCM和 M的性能比较 9 6差分脉冲编码调制 习题9 1 9 10 13 14 作业 9 1引言 特点 用数字通信系统传输模拟信号 任务 模拟信号的数字化 形成数字基带信号 数字基带信号的无失真传输 从接收数字信号中完整无失真的还原模拟信号 9 2抽样定理 9 2 1低通型信号的抽样定理 9 2 2带通型信号的抽样定理 定义 一个频带限制在fm以下的连续信号m t 可以唯一的用时间间隔的抽样值序列来确定 9 2 1低通信号的抽样定理 或 若连续信号m t 的频带限制在fm以下 则当抽样信号频率满足fs 2fm 并对m t 进行抽样 必能从所得样值序列中恢复m t 抽样 每隔一定的时间间隔T 抽取模拟信号的一个瞬时幅度值 样值 概念 抽样频率fs fs不是越高越好 与数字基带信号的带宽有关 图形说明 ms t 0 时域图 频谱图 m t 讨论 结论 fs的值必须满足抽样定理 9 2 2带通型信号的抽样定理 定义 若模拟信号m t 的频率范围为fL fH 带宽B fH fL 如果fL B 则m t 为低通型信号 如果fL B 则m t 为带通型信号 概念 带通型信号的fH很高 若仍按fs 2fH抽样 虽能满足样值序列频谱不产生重叠以确保恢复m t 的要求 但将降低信道频带利用率 讨论 结论 fH nB fH任意 fs通用公式 令带通信号fH 6B 抽样频率fs 2B 9 2 2 1fH nB M f fL fH fs fs 0 fL fH B B 讨论 结论 若限制fs 2fH 只有当抽样频率fs 2B时 样值序列的频谱不发生重叠 因此抽样频率值特殊 9 2 2 2fH nB kB n 0 1 2 0 k 1 令带通信号fH 4B kB 抽样频率fs 2B fs fs 结论 样值序列的频谱发生重叠 不能恢复模拟信号 讨论fs的选择方法 fs的选择方法 恢复m t 的条件是红三角形频谱图处不能产生重叠 fs fs 因而需将与之重叠的下边带移开 讨论 nfs抽样脉冲右移距离是 fs无解 9 2 2 3fs的通用公式 fs fs 设fH 2 8B 定义 m 1 令fs 2fH 减小fs 可以使所有下边带左移 与红色频谱不重叠的条件是 第一个下边带 第二个下边带 通式推导 取 讨论 fs 3B M f fL fH 0 fL fH B B fs 令fs 2fHfH 5 5BfL 4 5B 讨论 fs 8B fs 3B mfs fs 2 2B 与红色频谱不重叠的条件是 令 防卫带相等 9 4模拟信号的量化 9 4 1量化的定义 9 4 2均匀量化 9 4 3非均匀量化 特征 模拟信号被抽样后 若抽样值仍随信号幅度连续变化 则当其上叠加噪声后 接收端无法准确判断所发送的样值 定义 利用预先规定的有限个电平来表示模拟样值的过程称为量化 模拟信号m t 量化信号mq t 9 4 1量化的定义 样值信号ms t 量化误差信号 常用名词 量化区间 mi 1 mi 量化电平qi 量化间隔 v 量化噪声 量化信噪比Sq Nq 波形 量化级数M 动态范围 a a eq t ms t mq t Ts2Ts3Ts4Ts5Ts6Ts7Ts8Ts9Ts10Ts m t qi mi 1 mi 量化信号mq t ms t 量化信噪比 mq mq kTs 记 ms ms kTs 量化误差nq 定义 把输入信号m t 的值域按等距离分割的量化称为均匀量化 其量化电平取量化区间的中点 9 4 2均匀量化 v为常数 分析量化信噪比 设m t 的参数 动态范围 a a 量化间隔 v 2a M mi a i v第i个量化区间的终点 量化级数为M qi mi 1 mi 2i 1 2 M mi 1 a i 1 v第i个量化区间的起点 量化区间 量化电平 当m t 是平稳随机过程 概率密度函数为f x 时 例 解 当 v一定 Nq为常数 与输入信号大小无关 例 已知均匀量化器量化级数为M 输入信号在 a a 具有均匀概率分布 试求输出端的量化信噪比 满负荷值 当输入信号较小时 Sq比满负荷值小 导致Sq Nq小 不能满足通信的要求 9 4 3非均匀量化 定义 v不为常数 思路 输入信号的特征是小信号出现的概率大 大信号出现的概率小 因而重点要改善小信号的量化信噪比 实现 将抽样值通过对数压缩再进行均匀量化 对数压缩方法 15折线 率压缩 13折线A率压缩 8 7 量化波形 Ts2Ts3Ts4Ts5Ts6Ts7Ts8Ts9Ts10Ts m t qi mi 1 mi mq t ms t vi 13折线分段时的x值与实际的x值比较 13折线A率压缩 0 x 1 y 归一化的输出 x 归一化的输入 压扩参数 15折线 率压缩 折线法分析量化误差 对 式 量化误差 当 0时 是压缩后量化精度提高的倍数 定义 表示量化信噪比改善程度 例 设 100 小信号时 x 0 大信号时 x 1 说明性能变差 解 9 5脉冲编码调制 PCM 9 5 1码型的选择 9 5 2PCM编码方法 9 5 3PCM系统的抗噪性能 自然二进制码折叠二进制码格雷码 9 5 1码型的选择 发 发 收011 收011 收000 收000 发 发 折叠码优点 1 只需对单极性信号进行编码 2 小信号的抗噪性能强 大信号反之 码位数N的确定 当输入信号动态范围一定 量化级数M越大 量化间隔 v越小 量化噪声越小 但所需编码位数N越多 定义 PCM信号参数 fs 8KHz 混合量化方法 二进制折叠码M 256 N 8 一个码组 C1C2C3C4C5C6C7C8 C1极性码 C2C3C4段落码 C5C6C7C8段内码 9 5 2PCM编码方法 量化区间的划分 1 非均匀量化M1 8 分为8个段落 均匀量化M2 16 每段分为16级 第一 二段 依此类推 第三段 M M0M1M2 编码方法 例 例 已知一个样值为 1270个量化单位 采用13折线A率压缩 求PCM编码码组和量化误差 解 1 确定C1 C1 1 1270个量化单位 1270 v 0 2 确定C2C3C4 1024 1270 2048 C2C3C4 111 3 确定C5C6C7C8 C5C6C7C8 0011 样值落在第3量化级 4 确定量化误差 第3量化级的坐标为 1216 1280 量化电平 量化误差 1270 1248 22 量化单位 量化单位 样值落在第8段 码组 11110011 PCM系统框图 系统输出 其中 m0 t 有效输出信号nq0 t 量化噪声引起的输出噪声ne t 信道加性噪声引起的输出噪声 系统输出信噪比为 9 5 3PCM系统的抗噪性能 讨论 分析均匀量化器 设样值信号为ms t 量化信号为mq t 输出量化噪声功率 输出有效信号功率 输出信噪比 译码输出还原量化信号 二进码位数N与量化级数M的关系为M 2N PCM信号一个抽样值对应一个时隙 一个时隙对应8bit 每8bit称为一个码组 n t 对信号的干扰造成码元错判 bit错误 n t 的大小不同将会造成一个码组中出现一位错码和多位错码的情况 仅讨论1位错码的情况 因多位码同时出错事件出现的概率极小 设每个码元的误码率为Pe 各码元之间相互独立 已知接收输出端有效信号功率 只需求出n t 经译码输出后的噪声功率 设接收码组码长为N 接收框图 接收时 码组中任意一位均可能出错 考虑误码积累 权值 2N 1 2N 2 2i 21 20 寻找信噪比与误码率的关系 讨论出现1位错码 结论 输出端信噪比 量化间隔为 v 若第0位码判决错 译码误差为 20 v 译码误差为 27 v 设码组中每出现1位错码引起的译码误差电压为Q 码组中所有1位错码的平均误差功率为E Q 2 10000000 00000000误差 27 v 00000000 00000001误差 v 若第N 1位码判决错 00000001 00000000误差 v 00000000 10000000误差 27 v 等比级数q 4 r 1 当r 1 系统输出信噪比 9 6差分脉冲编码调制 9 6 1DPCM原理 9 6 2DPCM编译码 9 6 3DPCM的量化信噪比 9 6 1DPCM原理 PCM信号的特点 其幅度动态范围大 样值编码需要较多位数以满足精度要求 增加了传输速率 大多数信源信号在相邻抽样样值间具有很强的相关性 思路 对相邻样值的差值进行编码 以降低信号传输速率 其信号称为DPCM 差分脉冲编码调制 在量化台阶不变的情况下 即量化噪声不变 编码位数减少 信号带宽压缩 若样值之差仍用N位编码传送 则DPCM的量化信噪比优于PCM系统 DPCM的特点 9 6 2DPCM编译码 方法 依据前面第k 1个样值预测当前第k个的样值 xn 输入样值 dn 差值序列 预测器输出 例 例 激励 预测输入 第一拍预测输出 第二拍预测输出 激励 预测输入 线性预测器种类 极点预测器 零点预测器 零极点预测器 仅与差值序列dn的量化误差有关 9 6 3DPCM系统的量化信噪比 量化信噪比为 差值序列经过量化处理产生的量化信噪比 相当于PCM系统的量化信噪比 Gp 预测增益 是DPCM系统相对于PCM系统而言的信噪比增益 一般差值序列功率E d2n 远小于信号功率E x2n Gp大于1 约为6 11dB 结论 若要求DPCM系统达到与PCM系统相同的信噪比 可降低对量化器信噪比的要求 即可减小量化级数 从而减少码位数 降低比特率 改进型 自适应预测器 预测系数随语音信号的统计特性变化 使预测增益最大 自适应量化器 分层电平 量化电平随预测误差的统计特性变化 使误差量化器的量化信噪比最大 ADPCM自适应差分脉码调制 采用自适应预测和自适应量化技术 改善DPCM量化信噪比 ADPCM编 译码器简化框图 9 7增量调制 M 9 7 1 M原理 9 7 2 M编译码 9 7 3 M系统的抗噪性能 思路 样值序列中两个相邻样值之间必存在大小关系 可以用两个逻辑状态来描述 9 7 1 M原理 要求 进一步降低信号传输速率 定义 用一位二进制码表示相邻样值之间的变化趋向 使每个样值只需1位编码 称为增量调制 样值序列特征 抽样速率很高 远大于奈奎斯特速率 抽样间隔很小 相邻样值之间的幅度变化较小 不超过量化间隔 波形 参数 抽样间隔 t 均匀量化 量化间隔 m t m t 阶梯信号m t 的两个特点 在每个 t间隔内 m t 的幅值不变 相邻间隔的幅值差为 上升或下降一个量化阶 不能出现过载 过载量化噪声 限制条件 过载分析 9 7 2 M编译码 方法一 M是DPCM的特例 量化器的量化级数为2 方法二 特点 适合进行理论分析或计算机仿真研究 特点 适合硬件实现 发送端 接收端 波形 预测信号 过载特性与动态编码范围 当K大于或等于模拟信号m t 的最大斜率时 定义译码器的最大跟踪斜率 已知抽样间隔为 t 量化台阶为 译码器输出m t 能跟踪输入信号m t 的变化 不发生过载 与m t 误差局限在 为一般量化误差 克服过载方法 增大 使一般量化误差增加 增大fs 使一般量化误差减小 结论 M系统的抽样速率比PCM系统的抽样速率高 其典型值为16KHz或32KHz 过载噪声是在正常工作时必须且可以避免的噪声 例 输入模拟信号为m t Asin kt 斜率的最大值 为了不发生过载 应满足 临界过载振幅为 当抽样频率fs一定 Amax随fk的增加而减小 导致语音高频段的量化信噪比下降 M不实用 定义Amax为最大编码电平 Amin 2为最小编码电平 定义编码的动态范围DC Amax Amin 选用fk 800Hz为测试标准 获得动态范围与抽样频率关系 分析 结论 增量调制的编码动态范围较小 在低传码率时 不符合话音信号要求 通常 话音信号动态范围要求为40 50dB 因此 实用中的 M常用改进型 如增量总和调制 数字压扩自适应增量调制 量化信噪比 9 7 3 M系统的抗噪性能 则量化噪声的平均功率为 假定eq t 在 之间均匀分布 eq t 的最小周期大致是抽样频率fs的倒数 而且大于1 fs的任意周期都可能出现 近似认为在 0 fs 频带内均匀分布 量化噪声的单边功率谱密度为 仅考虑一般量化噪声eq t m t m t 经带宽为fm的低通滤波器后输出的量化噪声功率为 与fm fs有关 临界振幅条件下输入信号功率的最大值为 系统最大的量化信噪比为 fs每提高一倍 量化信噪比提高9dB 当fs为32kHz时 量化信噪比约为26dB 只能满足一般通信质量的要求 信号频率fk每提高一倍 量化信噪比下降6dB 误码信噪比 信道加性噪声引起的误码噪声功率Ne为 f1是语音频带的下截止频率 与系统误码率Pe成反比 M系统输出的总信噪比为 本质区别 PCM是对样值本身编码 9 8PCM与 M的性能比较 M是对相邻样值的差值的极性编码 抽样速率 PCM系统中的抽样速率fs是根据抽样定理来确定的 M的抽样速率与最大跟踪斜率和信噪比有关 在保证不发生过载 达到与PCM系统相同的信噪比时 M的抽样速率远远高于奈奎斯特速率 带宽 M系统的数码率为Rb fs 要求的最小信道带宽为 PCM系统的数码率为64KHz 要求最小信道带宽为32KHz 通常实际应用取fs 量化信噪比 在相同的数码率Rb条件下 数码率低时 M性能优越 数码率较高时 PCM性能优越 比较曲线可知 当PCM系统的编码位数N 4 码率较低 时 M的量化信噪比高于PCM系统 信道误码的影响 M系统中 每一个误码只造成一个量阶的误差 所以它对误码不太敏感 故对误码率的要求较低 一般在10 3 10 4 允许用于误码率较高的信道 PCM系统中 每一个误码尤其是码组高位误码会造成许多量阶的误差 误码对PCM系统的影响要比 M系统严重 故对误码率的要求较高 一般为10 5 10 6 9 9时分复用和多路数字电话系统 9 9 1时分复用的基本概念 9 9 2时分复用系统 9 9 3时分多路数字电话系统 9 9 1时分复用 TDM 的基本概念 多路复用 使多路信号沿同一信道传输而互不干扰 时分多路复用 使各路信号在信道上占有不同的时间间隔同时传输而互不干扰 帧周期 抽样周期Ts 路时隙 每路信号的一个样值占有的时间TC 位时隙 码组中一个码元占有的时间TB 第一路信号 第二路信号 复用信号 Ts Ts TC TC Ts Ts 量化编码译码 K2 量化编码译码 K1 特征 将各路信号的抽样时间错开 TDM原理框图 9 9 2时分复用系统 要求 收 发两端开关K1 K2完全同步 保证开关K1 K2旋转一圈的频率 即抽样频率 满足抽样定理 既可实现收发一致 PCM30 32路复用系统 帧周期Ts 125 s 9 9 3时分多路数字电话系统 基群信号 包含30路用户信号和2路信令信号 每路信号的采样频率fs 8000Hz PCM高次群 将4个基群复接成二次群 将4二次群复接成三次群 复接的目的 提高传输速率 帧结构及参数 PCM高次群的复接方法 PCM30 32路系统帧结构 125 s F TS0 TS16为信令 TS0 TS31称为路时隙 TS1 TS15 TS17 TS31为用户信号 PCM30 32路系统帧参数 路时隙的时间 位时隙的时间 数码率 帧长度 PCM30 32路系统复帧结构 16个基本帧组成1个复帧 复帧对告码 信令 奇帧TS0 复帧同步码 帧同步码 偶帧TS0 CH16 CH1 CH30 CH15 F0 F1 125 s F15 A1 帧失步对告码 同步 A1 0 A2 0 失步 从收信号中得不到帧同步信号或复帧同步信号时 向对方发告警信号A1 1 A2 1 abc的组合描述各话路的空闲 忙 主叫 被叫 摘机 挂机等信息 A2 复帧失步对告码 复接方法 按位复接 每次复接1bit 基群1 特点 复接后每位码元的宽度为原来的1 4 基群2 基群3 基群4 二次群 1001011 1101001 0110100 0010110 1100011000111100001110011100 按码字复接 每次复接8bit 循环周期长 按帧复接 每次复接256bit 利于信息交换 但需大容量存储器 复接方法分类 同步复接 被复接的所有支路信号的时钟由总时钟源提供 保证各个支路信号是同步信号 完成复接 SDH系统 异步复接 所有被复接支路信号的时钟由各自系统提供 虽然其标称值相同 但允许出现偏差 所以各个支路的瞬时码速不等 因此 在复接这些异步信号之前 必须对各个支路的信号进行码速调整 即相位调整 使之成为同步信号 再进行复接 PDH系统 SDH复用原理 同步数字系列 Synchronous digitalHierarchy SDH 的构想起始于20世纪80年代中期 由同步光纤网 SynchronousOpticalNetwork SONET 演变而成 1 SDH的特点 不仅适用于光纤传输 亦适用于微波及卫星等其他传输手段 并且使原有人工配线的数字交叉连接 DXC 手段可有效地按动态需求方式改变传输网拓扑 充分发挥网络构成的灵活性与安全性 而且在网路管理功能方面大大增强 因此 SDH成为B SDN的重要支撑 形成一种较为理想的新一代传送网 TransportNetwork 体制 2 使不同等级的净负荷码流在帧结构上有规则排列 并与网路同步 简单地借助软件控制实施由高速信号中一次分支 插入低速支路信号 避免了对全部高速信号进行逐级分解复接的作法 省却了全套背对背复接设备 简化了上 下业务作业 1 使北美 日本 欧洲三个地区性PDH数字传输系列在STM 1等级上获得了统一 真正实现了数字传输体制方面的全球统一标准 SDH由一些基本网路单元组成 3 帧结构中的维护管理比特大约占5 大大增强了网络维护管理能力 可实现故障检测 区段定位 业务中性能监测和性能管理 4 将标准接口综合进各种不同网路单元 减少了将传输和复接分开的必要性 从而简化了硬件构成 同时此接口亦成开放型结构 使不同厂家产品在此通路上可互通 节约相互转换等成本及性能损失 5 SDH信号结构中采用字节复接 考虑了网络传输交换的一体化 从而在电信网的各个部分 长途 市话和用户网 中均能提供简单 经济 灵活的信号互连和管理 使得传统电信网各部分的差别渐趋消失 彼此直接互连变得十分简单 有效 6 网路结构上SDH不仅