GPS移动目标定位系统数据传输电路的设计（设计成果+说明书+任务书+开通报告）

引言GPS(NaNstarGlobalPositioningSystem)系统是美国国防部开发的高精度卫星导航系统.在天空部分有分布在六个近地轨道面上的24颗GPS卫星,在地球的任何地方任何时候都至少能够看到其中的4颗.GPS系统的利用者接收卫星发送的扩频信号,靠测量电波传播时间求出卫星到接收机天线的距离,利用空间三球相交一点的原理,能解出以接收机位置为未知数的方程,从而确切知道接收机的位置.卫星发送两个L波段的载频.L1=1575.42MHz,L2=1227.6MHz.在L1载波上调制有C/A码(粗捕获码),P码(精密测距码)和导航电文,而在L2载波上仅调制P码和导航电文.对于未授权用户只能使用C/A码.由于美国政府采取了SA(选择可用性)政策,人为地将误差引入卫星时钟和星历数据中,故意降低定位精度.目前在引入加入SA误差之后,实时定位精度约为100米.如果采用差分技术,则可以把定位精度给提高到10米左右。现在越来越多的场合开始使用GPS作位置识别，大到军事项目，小到出门旅游，GPS的重要性日益增大。目前出租车行业还在迅猛发展，出租车公司对于出租车的管理还处于效能较低的状态，对每架车的出车情况并不能及时了解，一旦车驶出车库，就对单个车辆失去了监控，对车辆的有效调度难度颇大。本设计于此润孕而生，只要在每辆出租车上安装一个该系统，总调度室一个接收系统，就可以监控所有出租车辆的位置，从而各种都资源得到有效的利用。综上所述，GPS在将来还有着很大的发展空间，也有着很多地方等待进一步去完善，它将是人们长期的目光聚焦点。1概述1.1GPS移动目标定位系统数据传输电路的功能GPS移动目标定位系统数据传输电路的功能是在有效距离内，尽可能高效率地把卫星定位数据发送给接收电路，并通过LCD显示出来，并达到要求的各种技术指标。1.2传输电路的技术指标及其改善措施技术的进步，也是以技术指标的进步为特征的。因而，如何提高设备的技术指标，成了最为关注的问题之一。以下是设计常用技术指标的含义及改进措施。1.2.1接收灵敏度接收灵敏度是检验接收机接收微弱信号的能力，它是制约基站上行作用距离的决定性技术指标，也是RCRSTD-28协议中，空中接口标准要求测试的技术指标之一。合理地确定接收灵敏度直接地决定了大基站射频收发信机的性能及其可实现性。它是对CSL系统的接收系统总体性能的定量衡量。接收灵敏度是指在确保误比特率（BER）不超过某一特定值的情况下，在用户终端天线端口测得的最小接收功率，这里BER通常取为0.01。接收机的接收灵敏度可以用下列推导得出：根据噪声系数的定义，输入信噪比应为：(S/N)i=NF(S/N)o其中NF为噪声系数，输入噪声功率Ni=kTB。当(S/N)o为满足噪声门限时，则输入信号的功率SiSi=kTBNFSYS(S/N)o其中：k：波尔兹曼常数（1.3810-23J/K）；T：绝对温度（K）；B：噪声带宽（Hz）；NFSYS：收信机噪声系数；(S/N)o：噪声门限。T为常数，故接收机灵敏度以对数形式表示，则有Si=-174dBm+10lgB+NFSYS+(S/N)o举例来说，对于一个噪声系数为3dB的PHS系统，其带宽计为300KHz，如果系统灵敏度为-107dBm，则该系统的噪声门限为：(S/N)o=174-107-10lg(3105)-3=9.2从以上公式可以看出为提高接收机灵敏度也即使Si小，可以从两个方面着手，一是降低系统噪声系数，另一个是使噪声门限尽可能的小。/4DQPSK有三种解调方式：基带差分检测、中频差分检测、鉴频器检测。可以证明1三种非相干解调方式是等价的，我们以基带差分检测为例进行分析。在具有理想传输特性的稳态高斯信道，基带差分检测的误比特率曲线表示于图1实线2所示，由图可以查出在误比特率BER为0.01时，噪声门限(S/N)o为6dB，对于上述例子来说，其噪声门限还有可以再开发的潜力。1.2.2误码率（BER）误码率就是用来衡量误码出现的频率。它是衡量一个通信系统好坏的重要指标。简单的说误码率就是在在信号传输中，衰变改变了信号的电压,致使信号在传输中遭到破坏，产生误码。噪音、交流电或闪电造成的脉冲、传输设备故障及其他因素都会导致误码（比如传送的信号是1，而接收到的是0；反之亦然）。一般来说，可在实验室里测量BER，方法是把一个被伪随机码调制的RF信号加到被测接收机。1.2.3码元传输数率通常又称为数码率、传码率、码率、信号速率或波形速率，用符号来表示。码元速率是指单位时间（每秒钟）内传输码元的数目，单位为波特（Baud），常用符号“B”表示。宽度有关。1.2.4通信距离特指无线通信中在最低要求的误码率内的最大传输距离，不少人也将这一指标做为衡量无线通信系统优劣的数据之一，实际上这一技术指标代表了理想环境下的理想值。在实际应用中，它还受到诸如接收灵敏度、发射功率、天线类型，收/发天线的架设高度及传播路径地质地貌的状况等多种因素的制约，因而不能将其完全作为衡量一个无线电系统技术水平高低的重要数据。本质上V/U频段的无线传输属于视距传输。在理想情况下其传输极限距离可以用下面的公式表示：d=3.57(ht+hr)(Km).(1)式中：d代表距离，hrht分别代表收发信天线高度，用米（m）做单位表示。在实际中，超过极限距离的地方也能收到较强信号，这种现象称为超视距传播。生这种现象的原因是大气折射造成的，统称超视距的传播距离可以用下面的公司表示：至于在以上通信距离以内通信系统能否有效工作，要取决于系统接收设备的接收功率能否满足系统正常工作的最低要求。接收系统的接收功率可以用下式表示：d=4.12(ht+hr)(Km)(2)至于在以上通信距离以内通信系统能否有效工作，要取决于系统接收设备的接收功率能否满足系统正常工作的最低要求。接收系统的接收功率可用下式表示：Pr=Pt(h1h2/d2)2grgt(W)(3)式中：Pt：发射功率(W)gr：接收天线增益gt发射天线增益d：传输距离（m）h1=(ht2+h02)，h2=(hr2+h02)天线高度（m）hr、ht：分别为收发天线的实际高度h0：最小有效天线高度，在300MHz以上通常可以忽略。根据发射功率的大小计算出来的接收功率的数值即可计算出传播衰耗。此种衰耗可以理解为是由于辐射能量的扩散引起的衰耗，而不是由于受到阻挡、反射、折射、绕射、吸收等原因而产生的衰耗，工程上此类衰耗可用下式计算后得到。L（db）=32.44+201gd(Km)+201gf(MHz)(4)2任务分析2.1毕业设计的要求与数据2.1.1设计内容设计一个GPS移动目标定位系统数据传输电路，对于给定的技术指标，完成设计报告的撰写工作。2.1.2技术指标：（1）供电电源：12V（2）发射功率30dbm（3）接收机灵敏度60dbm（4）码率：9600bps-1200pbs（5）载波可变范围130mhz140mhz（6）第一中频10.7M第二中频455khz2.2设计思想GPS移动目标定位系统数据传输电路主要由三个部分的电路组成：1、GPS接收头接口电路：主要负责把GPS的数据取出并作处理。2、数据发送电路：负责把定位信息调制并发送出去。3、数据接收电路：接收并解调出定位信息并显示出来。这三个部分的电路相互独立，是该设计的三个重要组成部分。无线发射接收电路的核心是锁相环电路，而锁相环电路的核心是一片集成电路MC145191.数据处理电路和控制电路的核心是单片机，此处采用型号为AT89S51.3方案论证与选择本设计主要从4个方面来分析论证:GPS处理模块的选择、微处理器（单片机）的选择以及调制方式和锁相环电路的选择。3.1GPS处理模块的选择GPS处理模块主要有以下几个性能指标。3.1.1卫星轨迹全球有24颗GPS卫星沿6条轨道绕地球运行(每4个一组)，GPS接收模块就是靠接收这些卫星来进行定位的。但一般在地球的同一边不会超过12颗卫星.所以一般选择可以跟踪的12颗卫星就可以了。当然，所能跟踪的卫星数越多，性能越好。大多数GPS接收器可以跟踪812颗卫星。计算LAT/long坐标至少需要3颗卫星，4颗卫星可以计算3维坐标。3.1.2并行通道一般消费类.GPS设备有2-5条并行通道接收卫星信一号。由于最多可能有12颗卫星是可见的(平均值是8颗).GPS接收器必须按顺序访问每一颗卫星来获取每颗卫星的信息，所以市面上的GPS接收器大多数是12并行通道型的，这允许它们连续追踪每一颗卫星的信息。12通道接收器的优点包括快速冷启动和初始化卫星的信息，而且在森林地区可以有更好的接收效果。一般12通道接收器不需要外置天线，除非是在封闭的空间，如船舱或车厢中。3.1.3定位时间定位时间是指重启GPS接收器时，确定现在位置所需的时间。对于12通道接收器，如果在最后一次定位位置的附近，冷启动时的定位时间一般为35min热启动时为15s-30s;而对于2通道接收器，冷启动时大多超过15min，热启动时为25min。3.1.4定位精度在SA没有开启的情况下，普通GPS接收器的水平位置定位精度在5一10m内。3.1.5DGPS功能为了将SA和大气层折射带来的影响降为最低，可用一种叫做DGPS发送机设备。它是一个固定的GPS接收器(在GPS模块使用现场100-200公里的半径内设置)，用于接收卫星的信号。DGPS可以准确地计算出理论上卫星信号传送到的精确时间，然后将它与实际传送时间相比较，并计算出差值，这十分接近于SA和大气层折射的影响。DGPS将这个差值发送出去，其它GPS接收器就可以利用这个差值得到一个更精确的位置读数(5一10M或者更少的误差)。许多GPS设备提供商在一些地区设置了DGPS发送机，供客户免费使用，只要客户购买GPS接收器有DGPS功能即可。3.1.6信号干扰要获得一个很好的定位信号，GPS接收器必须至少能接收到3-5颗卫星。如果是在峡谷中或两边高楼林立的街道上，或者是在茂密的丛林里，有可能接收不到足够的卫星，无法定位或者只能得到二维坐标。同样，如果在一个建筑里面业器有单独的天线可以贴在挡风玻璃上，这样有助于接收更多的卫星信号。3.1.7其他指标大小，重量等等。3.2GPS处理模块的搭建3.2.1选型：本设计采用的是GP2021接收机，其特性如下：（1）12路自相关通道（2）片上双向UART和实时时钟（3）与多数16位和32位微处理器相兼容（4）存储控制逻辑适用于ARM60微处理器（5）低电压，低功耗电流方式（6）典型功耗150mW（7）与GP2015和GP2010射频朝向终端兼容后备电池电压2.2V(最小)图1GP2021原理GP2021是一12通道C/A编码基带相关器，用于NAVSTARGPS卫星导航接收机。GP2021利用ZARLink半导体的优势，从而弥补了GP2015和GP2010C/A编码RF下变频器的不足。GP2021与多数16位和32位微处理器相兼容，特别是那些来自Motorola和Intel,再加上片上支持更适用于ARM60RISC处理器。一旦ARM60被使用，片上存储管理功能允许在外部逻辑最小限度内的一个完整GPS接收机的执行。GP2021允许个人通道的激活，为那些不需要完全12通道操作的系统，节约能量和减少处理器的负担。接收机能量可能被进一步保留通过降低所供电压到后备电池的2.2V。所有系统功能将失效，除了32.76khz晶振和时钟工作使处理器估计在供能情况下人造卫星的可见度以降低信号获得的时间。一个典型GPS接收机的组成：一个GP2010或GP2015RF朝向终图2芯片图端，一个GP2021相关器和一个ARM6032位RIS微处理器。由于所有人造卫星使用相同的L1频率1575.42MHz，单一正向终端会被用到。然而，为了完成更好的空间覆盖，有时候最好多用几个天线。这个时候需要隔离正向终端。RF部分，GP2010或GP2015,完成数字基带到L1信号处理的转换。在GP2021中，合成信号与将要收到的人造卫星编码内部产生的信号相关。每个通道的个别编码独立选择，为使获得和跟踪同时大于12颗不同人造卫星。相关结果形成累加数据，然后转移到微处理器，给与广播卫星数据（即导航信息），并且控制软件跟踪信号回路。GP2021可以作为两种正向终端之中任意一种的接口。在实际输入模式中，正向终端提供1bit或2bit信号给GP2021的输入端SIGN0/MAG0或SIGN1/MAG1。并且在实际输入模式中，两个隔离的正向终端可以通过软件控制选择连接到单个GP2021上。GP2010和GP2015实时输入正向终端。在复杂输入模式下，正向终端需要分别提供输入相位和积分信号给SIGN0/MAG0和SIGN1/MAG1输入端。因此，在复杂输入模式下，只有一个正向终端可以使用一个GP2021。如图3所示。图3GPS系统构成图3.2.2GP2021的应用（1）微处理器接口GP2021的微处理器接口与多数16位和32位微处理器相兼容。通过NARMSYS引脚可以设置成ARM系统模式或标准接口模式。在标准接口模式下，提供了两个模式的控制引脚NINTELMOT和WRPROG。NINTELMOT选择Intel和Motorola型号接口，而WRPROG选择i486或80186型号接口。详细细节见表1。表1微处理器接口设置NARMSYSNINTELMOTWRPROG方式处理器0XXARM系统ARM6011X标准接口Motorola型号100标准接口Intel80186型号101标准接口Intel486型号（2）通用接口时序另外有关个别的读写周期的详细时序（见电特性），相关器的内部构造也利用了周期时序间的限制（特别是写写周期和读写周期）。对于一个简单的微处理器而言，在实时输入方式下相关器终端写周期之后的300ns内或者在复杂输入方式下的314ns内，它必须保证不去访问相关器。然而，如果控制软件被允许马上写入相关器（如模块的写入），然后需要更复杂的总线接口（插入等待状态）。注意的是这些限制只应用在相关器写操作之后，而不是外围设备的写入，并且也不应用于写入相关器的X_DCO_INCR_HIGH地址。GP2021的相关器部分使用内部多相位时钟，相关寄存器负载特殊时钟相位。在一个写周期结束时，内部写滤波器的下降沿锁存相关地址和数据位。实时输入方式下300ns后或者复杂输入方式下的314ns后，这个数据从内部数据总线加载到相关寄存器。在之前的300ns（314ns）里，一旦出现详细信号时序，相关器的写周期被马上执行。然而，如果修改内部地址或数据线，在这一写周期之后相关器的读或写周期会被延迟。在之前的300ns（314ns）里没有写周期，相关器自身带有读周期，并不延迟后面的周期。一个独立的读周期只需要足够的等待状态来接受详细信号时序。（2）写周期与读周期时序前面已描述过，相关的内部写周期为300ns(314ns)。只有写周期一旦完成，相关器地址译码器转换当前地址的译码。相关器使用预先充电的内部数据输出总线，然后在内部总线驱动下（当读滤波电平上升时），译码地址线必须是稳定的。因而，直到内部写周期300ns(314ns)的最后时间，写滤波必须保持低电平，才有足够的内部地址建立时间。精确时序需求见时序特性。（4）写周期与写周期时序在写滤波的下降沿之后，相关器的内部写周期需用300ns(314ns)。在这段时间内，写内部地址和数据总线（通过写锁存）不能被修改。如果第二次写入紧随第一次之后，第二次写周期将被延迟，由于不早于在先前写入结束之后的300ns(314ns)结束，这个结束是在内部写滤波的下边沿处。也将会碰到特殊接口信号时序。（5）注意接口时序的约束同样应当注意的是只在相关器访问时，不支持功能访问，由于这些使用自带的写周期以及多功能时钟。另外，相关寄存器X_DCO_INCR_HIGH的写入会招致后续的延迟，由于写入这些位置不需要内部写周期。这个地址的写入总是跟随着通道载波DCO增加低位寄存器或通道编码DCO增加低位寄存器的写入，这是在内部写周期的第二次相关写入。在ARM系统模式中，所有这些时序需求由内部存储管理器处理。注意：在相关器写入后需要插入的精确等待状态数是不固定的。如果处理器将要执行相关器写入操作，然后花400ns访问不同的外设，后来相关器的读写操作将引起附加延迟。可预测到相关器的等待状态由12个外部计数器产生，直到计数至0在相关器写入的下降沿预置。只有当计数器到达0时，相关器的下一次访问才完成（写操作）或开始（读操作）。相关器的一系列读写操作所示。图5相关器总线时序写/写周期和写/读周期图6ARM系统模式（6）ARM系统模式ARM系统模式,如图6所示，允许GP2021与ARM60微处理器和外部存储设备（如RAM,EEPROM,EPROM,Flash）相连接，而不需要外部逻辑的支持。（7）地址映射GP2021和外部存储设备被映射到A的1Mbyte段如表2所示。表3.22ARM系统地址映射A22A21A20设备选择译码输出引脚000ROM非ROM001RAM非RAM010相关器011支持功能100EEPROM非EEPROM101用户定义非备用110不译码111不译码ARM60能够执行字节或字（4字节宽）写入存储器的操作。GP2021所有寄存器由字排列成，只由字节或字排列成的写入访问外部RAM。NBW信号用于指示写入字节或字的要求，通过A执行字节选择。NBW的译码和A的执行通过微处理器接口，还有NW作为字节写入选择输出到存储器。在字写入的所有4个输出NW时变为有效。注意：相关器和支持功能的寄存器地址在GP2021寄存器映射中表示。（8）控制信号GP2021使用ARM60控制信号NBW,NMREQ和NRW来产生处理器时钟MCLK,控制信号ARM_ALE和DBE用作映射不同存储设备时序需要。存储器接口通过存储芯片选择连线（NRAM,NEEPROM,NROM和NSPARE_CS），读取线（NRD）和字节写入选择输出（NW）。（9）ARM系统时序GP2021的每个存储接口（EEPROM,RAM,ROM,SPARE）的时序图和ARM60在电特性中已描述过。（10）等待状态产生为了访问慢速的外设和存储器，ARM60微处理器的时钟(MCLK)伸展相位1（低电平时）或相位2（高电平时），这样就允许等待状态的产生（一个等待状态定义为一个微时钟周期）。GP2021为访问实时时钟，双向UART和系统控制寄存器产生一个等待状态，如图7所示。相关器访问如图8所示的一个等待状态；后来通过增加几个等待状态访问被阻止抵触相关器需求（见相关器功能描述）。为了保证与多数的存储设备兼容，ROM接口通过1或3个等待状态来编程，而EEPROM和SPARE接口通过等待状态寄存器的36个等待状态编程。关于等待状态寄存器的更多信息涉及到寄存器的细节描述。RAM，EEPROM(或SPARE)和ROM接口的读写周期如图9所示。从Flash存储器，输出不到数据总线的释放时间的一个读周期大于25ns。因而为了避免总线冲突，微处理器的周期在下一次循环时间内延长25ns。图图7外设功能读/写周期图8RAM读/写周期图9ROM(1个等待状态)和EEPROM/spare(2+1个等待状态)读周期图10EEPROM(或Spare)写周期图11相关器读/写周期（11）调试（异常中断）功能这一特性设计是为了增加调试，其功能如下：在ARM系统模式下，多功能输入输出引脚可设置为触发器输入到调试时钟，通过输入输出寄存器（见寄存器的详细描述）。在这种模式下，在多功能输入输出引脚的上边沿将会在ABORT引脚上产生一个有效的ARM数据异常中断序列，如图12所示。图12调试（异常中断）功能时序（12）标准接口模式这一模式允许GP2021与多数标准的16位和32位微处理器相连接，如图21所示。没有存储控制，因而需要外部逻辑来完成微处理器与存储器的接口。图13标准接口模式（13）控制信号在标准接口模式下（NARMSYS引脚保持高电平），GP2021的微处理器接口由NINTELMOT和WRPROG这两个模式控制引脚组成，而控制信号ALE_IP,NCS,WREN和READ本身的功能是依靠接口型号来选择的。（14）Motorola方式接口（NINTELMOT=1，WRPROG=X）写入程序模式控制引脚在Motorola方式接口模式下不使用，应置为高电平或低电平。ALE_IP(即地址锁存使能输入)引脚为GP2021透明地锁存A的地址线。如果这些地址线已经在外部被锁存，这一引脚将被置为高电平。值得注意的是，内部使能信号在读或写滤波时被禁止，一旦读或写滤波变为有效，地址线将会被改变。写使能引脚充当读/写使能滤波（高电平时有效），而读引脚选择读滤波（READ=1）或写滤波（READ=0）。在读或写滤波时间内，相同方式下的地址被锁存，读信号在数滤波时也被锁存，而且在这一周期的最后会被改变。NCS引脚是低电平有效时的芯片选择端用于监视内部读写滤波的输出。在标准接口模式下，GP2021通过3个信号，ALE_INT,WRSTROBE_INT和RDSTROBE,内部使能，写滤波和读滤波信号变得可见。在Motorola方式接口模式下，这些信号源于下列等式：（15）INTEL80186方式接口（NINTELMOT=0,WRPROG=0）在80186方式接口模式下，ALE_IP充当地址锁存使能输入（在Motorola方式下），用于透明锁存GP2021的A的地址线。在Motorola方式下，如果地址被外部锁存，这一引脚将置为高电平。然而Motorola方式使用简单滤波输入和读/写电平来代表读写滤波，Intel方式使用一对滤波输入，一个用来读取，另一个用来写入。在这种方式下，读操作充当读滤波（低电平有效）以及写操作充当写滤波（低电平有效）。NCS是低电平有效的芯片选择端用来监视内部数据滤波输出。（18）Intel486方式接口（NINTELMOT=0,WRPROG=1）Intel486方式接口与80186方式接口很相似，它们都有相同的读写分离滤波。Intel后来的一些微处理器（特别是486），在使能端的上升沿和读或写滤波的下降沿之间的延迟很短。由于相关器数据输出总线的预先充电的特性，地址输入通过读滤波必须稳定的保持，从使能端到读滤波的短延迟将导致相关操作地址建立时间的不足。486接口模式通过监视直到ALE_IP下降沿到来时的被禁止的读写滤波来解决这一问题的。在486接口模式下，ALE_IP不能置为高电平。（19）重启NRESET_IP引脚允许GP2021被提供一个外部系统重启。更多信息见标准接口模式的系统重启。（20）寄存器寻址表3.22所示的GP2021寄存器映射，而在ARM系统模式下，寄存器地址与前述有所不同。特别是在标准接口模式下，GP2021地址总线接口通过A和NCS一起充当片选输入。在ARM系统模式下的地址引脚A0,A1现在变为NRESET_IP和ALE_IP输入。因而，根据系统设置规定，GP2021的A可以连接到微处理器地址引脚A。（21）软件需求GPS接收接的大部分型号需要在不同方式下操作相关器。所以为了适应这个，也为了允许回路参数的动态调整，GP2021被设计成尽可能多功能地使用软件。这一弹性意味着没有微处理器连接时,设备不能被使用，但作为处理器总是需要将GP2021的输出转换成有用信息，这不能说是一个重大的局限性。与GPS相关的软件可分成2个不同的模块：获取及跟踪卫星信号以给予锁定范围,处理锁定范围以得到导航结果，以一种适合用户的形式进行格式化。为使导航结果可行，所有的锁定范围必须有严密的同一时钟误差，可以很快消除以得到具体的范围，如果足够的卫星被跟踪（如果已知高度卫星数为3，否则为4）。这一为正确时差匹配的需要解释了相关器的12通道间所有复杂同步的需要。以下只是关于信号处理方面的软件，为获取和跟踪12个以上卫星，以获得锁定范围和导航信息。导航软件的操作不依靠相关器的细节，也不包含这些数据报告。为了帮助实现在固定时间内，微处理器和12通道相关器之间的数据传输协议，提供一对片上中断时基信号。这些信号是：ACCUM_INT用于微处理器中断，重新找到累加数据（1.023ms）中断周期通常小于1ms。MEAS_INT用于微处理器中断，重新找回出现在每个TIC(周期近似为100ms)的测量数据。这些中断从微处理器通过一个中断服务程序完成瞬时回复。另外需要基于检测设计的软件，由应用来选择设置。如果累加器中断发生，而检测也在进行中，对于每个通道而言，数据传输率是相关输出率的两倍，所以许多转移不会产生新数据。通过在每个所见转移之前，检测状态寄存器来减少总线的使用，如果新数据有效，然后如果有用只读取数据。相关器通道的每个时序将被锁定到其即将到来的信号而不是相互或到微处理器中断，因而新数据讲义不产生，这一点很值得注意。所有的采样瞬时测量数据通常得到一个一致的导航结果。为了尽快锁定到人造卫星，上一次所定的数据应保存起来作为下一次所定的起始点。利用片上的内置的实时时钟以得到下一次锁定GPS时间的最佳估计也是有用的；导航结果可以用来测量时钟漂移和计算克服时钟不准的修正值。和年鉴一起的用户定位（或最佳估计），以及正确时间将显示搜索的人造卫星。这将用于寻找多普勒效应的估计，当先前时钟误差是当前时差的最有效估计时。如果这些信息无效时，接受接必须扫描更广范围的值，这将大大增加锁定的时钟。导航结果需要卫星时钟修正和星历，如果当前设置保持在存储器中，一旦锁定完成就开始计算，不需要等待卫星导航信息重新传输（1836s）。GP202112通道相关器包含4种不同类型寄存器：控制寄存器是用作设备的编程功能。状态寄存器为设备中的替代进程提供状态指示。累加数据寄存器提供C/A编码/ms的相关结果。这一原始数据用于获取和跟踪卫星信号。测量数据寄存器是锁存在1ms内，每个9.09计数的20ms或100ms时间内的载波DCO相位，载波周期计数，编码DCO相位。这些原始数据用来计算锁定范围。3.3单片机的选型及简介3.3.1单片机的历史从1971年INTEL生产出第一片单片机开始，发展至今已经有50多个系列，300多个品种。从基本操作处理的数据来看，有四位单片机，8位单片机，16位单片机，以及32位单片机。四位单片机的主要生产国是日本，特点是价格便宜，功能却不弱，主要用于控制诸如洗衣机，微波炉等家用电器及高档电子玩具。主要生产厂商有SHARP(夏普)、东芝、NEC等。八位单片机已经成为单片机中的主要机型。在8位单片机中，一般把无串行I/O接口和只提供小范围寻址空间（小于8KB）的单片机称为低档单片机，如INTEL公司的MCS-48系列；把带有I/O接口或A/D转换，以及可以进行64KB以上寻址的单片机称为高档单片机，如INTEL公司的MCS-51系列。由于8位单片机的功能强，价格低廉，品种齐全，因而被广泛应用于各个领域，特别是高档单片机，已经成为目前单片机的主要机型。8051实际上已经成为单片机的标准，其后继衍生系列at89c51/52,at89s51/52在性价比上占有很大优势，故该设计选择AT89S52。3.3.2单片机简介由于单片机具有以下一些特点，因而使得单片机的应用模式多，应用范围广。（1）小巧、低功耗、低成本、控制能力强、易于产品化，因而能方便的组装成各种智能式控制设备和仪器，做到机、电、仪一体化。（2）面向控制，能针对性的解决从简单到复杂的各类控制问题，因而获得最佳的性能价格比。（3）抗干扰能力强，适应温度范围宽，在各种恶劣环境下都能可靠的工作。（4）可以方便的实现多机和分布式控制，从而使整个控制系统的效率和可靠性大为提高。（5）C51系列单片机采用FLASHROM作为存储器，这使得单片机具有10000以上的擦除和编程操作能力，先进的沟道氧化工艺和低内部电场的结合使擦除和编程操作更加可靠，可编程加密位，数据最少保存10年。3.3.3单片机与GP2021的接口图14单片机与GP2021的接口3.4调制方式的选择3.4.1数字调制简介在传统的通信系统中，通常采用，或调制方式。这些发射机的射频功率测量可以用线性连续波功率计完成。在现代通信系统中，广泛采用了数字调制方式。数字调制信号也称为键控信号，使高频载波受到幅度键控（ASK）、频移键控（FSK）、或相移键控（PSK）。这三种调制方式即对应于模拟调制中的调幅、调频和调相。图15调制方式3.4.2调制系统的基本结构（1）二进制振幅键控(2ASK)二进制振幅键控是正弦载波的幅度随二进制数字基带信号而变化的数字调制.调制：二进制振幅键控信号的产生方法是采用模拟相乘的方法也可采用数字键控的方法实现.解调：与AM信号类似,2ASK信号也能够采用非相干解调(包络检波法)和相干解调(同步检测法).（2）二进制移频键控(2FSK)若正弦载波的频率随二进制基带信号在1f和2f两个频率点间变化,则产生二进制移频键控信号(2FSK信号)。数学表示和波形二进制移频键控信号的时间波形可以看成是两个不同载波的二进制振幅键控信号的叠加.若二进制基带信号的1符号对应于载波频率1f,0符号对应于载波频率2f,则二进制移频键控信号的时域表达式为调制:二进制移频键控信号的产生,可以采用模拟调频电路来实现,也可以采用数字键控的方法来实现.解调:二进制移频键控信号的解调方法很多,有模拟鉴频法和数字检测法,有非相干解调方法也有相干解调方法.（3）二进制移相键控(2PSK)在二进制数字调制中,当正弦载波的相位随二进制数字基带信号离散变化,则产生二进制移相键控(2PSK)信号调制二进制移相键控信号的调制原理是采用模拟调制的方法产生2PSK信号,也可采用数字键控的方法产生2PSK信号.解调2PSK信号的解调通常都是采用相干解调.2PSK信号相干解调各点时间波形.当恢复的相干载波产生180o倒相时,解调出的数字基带信号将与发送的数字基带信号正好是相反,解调器输出数字基带信号全部出错.这种现象通常称为倒现象.由于在2PSK信号的载波恢复过程中存在着0180的相位模糊,所以2PSK信号的相干解调存在随机的倒现象,从而使得2PSK方式在实际中很少采用.（4）二进制差分相位键控(2DPSK)3.5锁相环电路的设计3.5.1锁相环的工作原理锁相环最基本的结构由三个基本的部件组成：鉴相器（PD）、环路滤波器（LPF）和压控振荡器（VCO）。VVPDLPFVCOUiUo图16锁相环构成鉴相器是个相位比较装置。它把输入信号Si(t)和压控振荡器的输出信号So(t)的相位进行比较，产生对应于两个信号相位差的误差电压Se(t)。环路滤波器的作用是滤除误差电压Se(t)中的高频成分和噪声，以保证环路所要求的性能，增加系统的稳定性。压控振荡器受控制电压Sd(t)的控制，使压控振荡器的频率向输入信号的频率靠拢，直至消除频差而锁定。锁相环是个相位误差控制系统。它比较输入信号和压控振荡器输出信号之间的相位差，从而产生误差控制电压来调整压控振荡器的频率，以达到与输入信号同频。在环路开始工作时，如果输入信号频率与压控振荡器频率不同，则由于两信号之间存在固有的频率差，它们之间的相位差势必一直在变化，结果鉴相器输出的误差电压就在一定范围内变化。在这种误差电压的控制下，压控振荡器的频率也在变化。若压控振荡器的频率能够变化到与输入信号频率相等，在满足稳定性条件下就在这个频率上稳定下来。达到稳定后，输入信号和压控振荡器输出信号之间的频差为零，相差不再随时间变化，误差电压为一固定值，这时环路就进入“锁定”状态。这就是锁相环工作的大致过程。以上的分析是对频率和相位不变的输入信号而言的。如果输入信号的频率和相位在不断地变化，则有可能通过环路的作用，使压控的频率和相位不断地跟踪输入频率的变化。锁相环具有良好的跟踪性能。若输入FM信号时，让环路通带足够宽，使信号的调制频谱落在带宽之内，这时压控振荡器的频率跟踪输入调制的变化。可以简单地认为压控振荡器频率与输入信号频率之间的跟踪误差可以忽略。因此任何瞬时，压控振荡器的频率v(t)与FM波的瞬时频率FM(t)相等。FM波的瞬时角频率可表示为假设VCO具有线性控制特性，其斜率Kv（压控灵敏度）为（弧度秒伏），而VCO在Sd(t)0时的振荡频率为o，则当有控制电压时，VCO的瞬时角频率为令上两式相等，即v(t)FM(t)，可得其中o为FM波的载频，o为压控振荡器的固有振荡频率，两者皆为常数。因此上式第一项为直流项，可用隔直元件消除，或者开始时已经把压控振荡器的频率调整为o=o。因此上式还可进一步写成可见，锁相环输出，除了常系数KfKv之外，近似等于原调制波形f(t)，因而达到频率解调的目的。同理，锁相环也可用于解调PM信号，此时只需在输出端接入一个积分器就可以了。通过合理选择环路参数（主要是环路滤波器的参数）可以在满足解调要求的条件下使闭环带宽尽可能窄，以便抑制噪声。因此锁相环具有良好的噪声性能。当接收信号电平微弱，噪声成为主要考虑因素时，采用PLL解调器可以改善解调性能，它可用于各种移动FM电台、微波接力系统、卫星通信系统以及电视、遥测等系统中，它与普通鉴频器相比，门限改善可达6dB，所以PLL解调器又称为门限扩张解调器或低门限解调器。3.5.2锁相环的选型在通用的锁相环频率合成器集成电路中，品种较多，采用MBl504(16脚)MB1511（20脚）等锁相环集成电路较多，而KENWOOD的不少产品中才用1511,和15A02的芯片。该电路采用MBl511锁相环路IC，直插式20脚，从MPU（微处理机）经过CK、DA、LE线路，将脉冲同步，数据信号串行输送到锁相集成电路的11，13，14脚，IC1分频因子数由输入的串行信号所决定，而PLL电路输出频率受控于选通，同步数据传输来的信号。压控振荡器产生的发射频率，接收机的本振频率，这个频率导通开关三极管被送到IC1的10(Fin)脚上，在IC1内部的程控分频器将10脚(Fin)的输入频率降为5kHz送入鉴相器。基准晶体振荡器X1产生一个12.8MHZ的频率送到IC1的1、2脚，进入内部的前置分频器，将12.8MHz频除2560后，变成5kHz送入鉴相器，两个5kHz频率在鉴相器内进行相位比较，产生一个相差信号通过内部的电源泵从第8脚(DO)输出。输出经过低通滤器滤去5kHz的低频波成为相应的直流分量，这个直流分流分别送到RXVCO的变容二极管上同时也送到TXVCO变容二极，这个直流电压（CV）手台一般为0.6-4.8V为锁定电压，有的车台为0.6-7.8V视3脚的泵电源的大小而定（有的手台经过DC-DC升压变为12V）。VCO的震荡频率被锁定后经射频缓冲放大器送到发射或混频，IC1的8脚（LD）是失锁检测，5V的电压经R1、D1加给IC1的8脚（LD）正常时为高电平，失锁时为低电平，MPU通过检测到低电平时将通过IC114（LE）使数据锁存失效（关闭）电源泵会维持在一个高电平或低电平。停止锁相。图17锁相环芯片MB1511还有就是摩托罗拉公司的最新锁相环芯片MC145191,其最高频率可以上到1G赫兹，采用串行方式与单片机通信，体积小，功能多。其原理框图如下：:图18锁相环芯片MC14519的应用其输出波形如图19：图19锁相环芯片MC145191的时序3.6方案的选择3.6.1GPS信号处理电路图20GPS信号处理电路3.6.2发射电路框图图21发射电路3.6.3接收电路框图图22接收电路4单元电路的设计4.1整流电路电力网供给用户的是交流电，而各种无线电装置需要用直流电。而通信电路中对电源的要求更加高。整流，就是把交流电变为直流电的过程。利用具有单向导电特性的器件，可以把方向和大小交变的电流变换为直流电。下面介绍利用晶体二极管组成的各种整流电路。4.1.1半波整流电路半波整流的电路图如图23所示：图23半波整流电路图6是一种最简单的整流电路。它由电源变压器B、整流二极管D和负载电阻Rfz，组成。变压器把市电电压（多为220伏）变换为所需要的交变电压e2，D再把交流电变换为脉动直流电。二极管的整流过程如图24所示：图24二极管整流过程图变压器次级电压e2，是一个方向和大小都随时间变化的正弦波电压，它的波形如图7（a）所示。在0K时间内，e2为正半周即变压器的上端为正，下端为负。此时二极管承受正向电压而导通，e2通过它加在负载电阻Rfz上，在2时间内，e2为负半周，变压器次级下端为正，上端为负。这时D承受反向电压不导通，Rfz上无电压。在2时间内，重复0时间的过程，而在34时间内，又重复2时间的过程这样反复下去，交流电的负半周就被削掉了，只有正半周通过Rfz，在Rfz上获得了一个单一右向（上正下负）的电压，如图7（b）所示，达到了整流的目的，但是，负载电压Usc。以及负载电流的大小还随时间而变化，因此，通常称它为脉动直流。这种除去半周、留下半周的整流方法，叫半波整流。不难看出，半波整流是以牺牲一半交流为代价而换取整流效果的，电流利用率很低（计算表明，整流得出的半波电压在整个周期内的平均值，即负载上的直流电压Usc=0.45e2）因此常用在高电压、小电流的场合，而在一般无线电装置中很少采用。4.1.2全波整流电路如果把整流电路的结构作一些调整，可以得到一种能充分利用电能的全波整流电路。全波整流电路的电路原理如图25所示：图25全波整流电路的电路原理图全波整流电路，可以看作是由两个半波整流电路组合成的。变压器次级线圈中间需要引出一个抽头，把次组线圈分成两个对称的绕组，从而引出大小相等但极性相反的两个电压e2a、e2b，构成e2a、D1、Rfz与e2b、D2、Rfz，两个通电回路。全波整流电路的工作原理，可用图4.1-4所示的波形图说明。图26全波整流电路工作波形图在0间内，e2a对Dl为正向电压，D1导通，在Rfz上得到上正下负的电压；e2b对D2为反向电压，D2不导通（见图9（b）。在-2时间内，e2b对D2为正向电压，D2导通，在Rfz上得到的仍然是上正下负的电压；e2a对D1为反向电压，D1不导通。如此反复，由于两个整流元件D1、D2轮流导电，结果负载电阻Rfz上在正、负两个半周作用期间，都有同一方向的电流通过，如图4.1-4（b）所示的那样，因此称为全波整流，全波整流不仅利用了正半周，而且还巧妙地利用了负半周，从而大大地提高了整流效率（Usc0.9e2，比半波整流时大一倍）。图4.1-3所示的全波整流电路，需要变压器有一个使两端对称的次级中心抽头，这给制作上带来很多的麻烦。另外，这种电路中，每只整流二极管承受的最大反向电压，是变压器次级电压最大值的两倍，因此需用能承受较高电压的二极管。4.1.3桥式整流电路(1)桥式整流电路是使用最多的一种整流电路。这种桥式整流电路是在半波整流和全波整流电路的基础上，利用变压器次级单绕组适当安排整流元件的全波整流电路，这种电路利用单绕组的变压器次级，取得和全波整流电路特性相同的整流电路，它的电路结构如下图所示。中的虚线所指示的方向分别为交流正负半周经桥式整流所形成的直流通路。由图4.1-5可见，在交流的一个周期的正负半周，负载RL上都有直流流过。桥式整流电路输出的电压波形，即RL上的电压波形和全波整流的波形完全相同，不同的是每个整流管所承受的反向电压为E2比全波整流小了一半，但使用的整流管多了一倍，即用了4只。（a）正半周（b）负半周图27桥式整流电容滤波电路(2)桥式整流电路在加入滤波电容之后，可以得到文波较小的直流电压Vd，但这个电压会随着输出电流Id的增大而降低，它的输出特性如下图所示。其中图11（a）为输出电压Vd与输出电流Id的关系。图11（b）为滤波特性，即脉动系数S与输出电流Id的关系，它随着输出电流Id的增大而增大。所以电容式滤波只适用于负载电流较小的电源电路。在图中，当Id=0时，即负载开路（或空载）时，这时Vd为电容上所充电压的最大值，等于E2。由于电容上的电压不进行放电，因此没有纹波，S等于0。当Id很大，即RL很小时，电容的充放电速度很快，这时输出电压的波形近似于无滤波电容时的情况，即Vd=0.9E2，脉动系数S=67%。E2（a）外特性（输出电压Vd与输出电流Id的关系）67%（b）滤波特性（脉动系数S与输出电流Id的关系）桥式整流电容滤波的特性图28桥式整流电路的滤波特性4.1.4整流元件的选择和运用需要特别指出的是，二极管作为整流元件，要根据不同的整流方式和负载大小加以选择。如选择不当，则或者不能安全工作，甚至烧了管子；或者大才小用，造成浪费。另外，在高电压或大电流的情况下，如果手头没有承受高电压或大电流的整流元件，可以把二极管串联或并联起来使用，如下图29所示：IdUd00.9E2IdS0图29二极管并联运用图4.1-7示出了二极管并联的情况：两只二极管并联、每只分担电路总电流的一半口三只二极管并联，每只分担电路总电流的三分之一。总之，有几只二极管并联，流经每只二极管的电流就等于总电流的几分之一。但是，在实际并联运用时，由于各二极管特性不完全一致，不能均分所通过的电流，会使有的管子困负担过重而烧毁。因此需在每只二极管上串联一只阻值相同的小电阻器，使各并联二极管流过的电流接近一致。这种均流电阻R一般选用零点几欧至几十欧的电阻器。电流越大，R应选得越小。图30二极管串联运用图4.1-8示出了二极管串联的情况。显然在理想条件下，有几只管子串联，每只管子承受的反向电压就应等于总电压的几分之一。但因为每只二极管的反向电阻不尽相同，会造成电压分配不均：内阻大的二极管，有可能由于电压过高而被击穿，并由此引起连锁反应，逐个把二极管击穿。在二极管上并联的电阻R，可以使电压分配均匀。均压电阻要取阻值比二极管反向电阻值小的电阻器，各个电阻器的阻值要相等。4.2GPS信号处理电路4.21信号处理电路整体框图图31电路整体框图4.22GPS与单片机接口电路由于GPS送出的是RS一232电平，计算机串行通信用的也是RS-232电平，单片机使用的是COM口TTL电平，因此GPS板和计算机通信可以直接用串行线相连，而与单片机接口必须进行RS-232电平和CUMS/TTL电平的转换。其转换电路图如下，RS一232公用电话网的是异步串行通信中应用最早的，也是最广泛的标准串行总线之一。它原是基于一种串行通信标准，推荐电缆的最长长度为15m，其逻辑0电平规定在+3-+25V之间，逻辑1电平则在3-25V.因而它要使用正负极的双电源。基于成本的考虑，在分析了这两种电平后，决定采用三极管作电平变换。如图图4.2-2：图32电平变换电路4.23键盘接口电路框图图33键盘接口电路为最简即单的点式键盘，由单片机I/O口扫描。因为在按键数量多时采用行列式而在按键少时不如点式键盘来简单。5程序设计发射机程序主要是由液晶显示程序，串口发送程序，卫星接收器接口程序，锁相环控制程序组成。图34系统