单相AC-DC变换电路的设计

-单相AC-DC变换电路【摘要】：AC-DC系统的供电电源是交流电源，用电设备是直流电。此系统目前主要采用常规的二极管整流或晶闸管可控整理技术。近年来研究的高频PWM整流电路可提高功率因数，但输出直流电压高于输入交流电压的峰值近两倍，而且控制复杂，给实际应用带来一定困难。二极管整流加功率因数校正电路，同样可提高功率因数，也有输出直流电压高的问题。单相小功率电路已得到实际应用，三相大功率电路还处于应用研究阶段。本论文采用软开关无桥Boost-PFC电路。该电路在结构上省去了整流桥，直接通过交流输入进行功率因数校正，导通元件少，通态损耗低。由于辅助谐振网络的引入，使主开关管实现了软开关，且解决了电流连续状态下二极管反向恢复带来的干扰问题，因而器件的开关损耗低，效率比较高，适合用于大功率功率因数校正的场合。【关键词】：供电电源；软开关；功率因数；低功耗；-i-【Abstract】：ThePowersupplyofAC-DCsystemisACpowerbuttheelectricequipmentisDCpower.Thissystemmainlyusestheconventionaldiodeorthyristorcontrolledfinishingtechnology.Inrecentyears,HighfrequencyPWMrectifiercircuitcanimprovethepowerfactorbuttheoutputDCvoltageisnearlytwotimeshigherthanthepeakofinputACvoltageandthecontroliscomplex,whichbringsomedifficultiestothepracticalapplication.DioderectifierwithpowerfactorcorrectioncircuitalsocanimprovethepowerfactorbutitalsohastheproblemofhighoutputDCvoltage.Lowpowersinglephasecircuithasbeenapplied,thethree-phasehighpowercircuitisstillintheresearchstage.ThispaperadoptstheBoostPFCcircuit-thesoftswitchwithoutabridgecircuitinstructuresavesrectifierbridge,directlythroughtheacinputpowerfactorcorrection,lesscomponent,conductionstatelowlossduetotheintroductionofauxiliaryresonantnetwork,makethemainswitchtubesoftswitchisachieved,andsolvedthediodereverserecoverycurrentcontinuousstateinterferenceproblem,thusthelowdissipationofswitchingdevices,withhighefficiency,suitablefortheoccasionofhigh-powerpowerfactorcorrection.Keywords:ThePowersupply；softswitch;Thepowerfactor.；Lowpowerconsumption-ii-目录前言.2第1章方案论证.3第1.1节比较与选择.3第1.2节方案描述.4第2章理论分析与研究.5第2.1节提高效率的方法.5第2.2节功率因数调整方法.6第2.3节稳压控制方法.7第3章电路设计与分析.9第3.1节主回路与器件选择.9第3.2节控制电路与控制芯片分析.11第4章测试方案与测试结果.14第4.1节测试方案及测试条件.14第4.2节测试结果及其完整性.14第4.3节测试结果分析.15结论.16参考文献.17致谢.18附录.19第0页前言电源变换设备用来实现电能变换和功率传递，是一种技术含量高、知识面宽、更新换代快的电力电子设备，从日常生活到最尖端的科学技术都离不开电源技术。目前电源变换技术已广泛应用到工业、能源、信息等领域。目前许多高新技术均与电网电压、电流、频率、相位和波形等基本参数的变换与控制相关。电源变换技术能够实现对这些参数的精确控制和高效率的处理，特别是能够实现大功率电源的频率变换，从而为多项高新技术的发展提供了有力地支持。电源变换技术及其产业的进一步发展必将为大幅度节约电能、降低材料消耗以及提高生产效率提供重要手段。本文提到的软开关包括软开通和软关断，最理想的软开通过程是电压先下降到零后，电流再缓慢上升到通态值u，所以开通损耗近似为零。最理想的软关断过程是电流先下降到零，电压再缓慢上升到断态值，所以关断损耗近似为零。由此可见，软开关技术可以解决硬开关PWM变换器的开关损耗问题、容性开通问题、感性关断、二极管反向回复问题，同时也能解决由硬开关引起的EMI问题。第1页第1章方案论证第1.1节比较与选择方案一：采用普通全桥二极管不控整流方式和高压大滤波电容，以得到平稳的直流电压，虽然不控整流电路简单可靠，但因滤波电容会导致严重的谐波电流干扰，而使交流电压和电流均发生畸变，导致网侧功率因数只有0.6左右，危害了电网的正常工作因此常需要设置功率因数效正PFC电路。各种单相PFC电路中，Boost电路结构简单，易控制，变换效率高，所以应用比较广泛。然而，在大功率场合场合下，造成电路效率下降。方案二：采用软开关无桥Boost-PFC电路。该电路在结构上省去了整流桥，直接通过交流输入进行功率因数校正，导通元件少，通态损耗低。由于辅助谐振网络的引入，使主开关管实现了软开关，且解决了电流连续状态下二极管反向恢复带来的干扰问题，因而器件的开关损耗低，效率比较高，适合用于大功率功率因数校正的场合。方案三：采用DSP+BOOST实现。该方案的控制方法为数字控制，即采用DSP通过编程控制完成系统的功率因数校正，DSP时刻检测输入电压、输入电流以及输出电压的值，在程序中经过一定的算法后输出PWM控制信号，经过隔离和驱动控制开关管，从而提高输入端的功率因数首先，我们经过分析得出采用数字控制方法的优点是通过软件调整控制参数，使系统调试方便，减少了元器件的数量，减少材料和装配的成本，而且可减小干扰。缺点是软件编程困难，采样算法复杂，计算量大，难以达到很高的采样频率，此外还要注意控制器和主电路的隔离和驱动。而采用模拟控制方法的优点是，使用专用IC芯片，简单直接，无需软件编程。缺点是电路调试麻烦，易受噪声干扰。然后，我们考虑到本组人员的知识和能力的有限，采用数字控制来实现很困难，且模拟PFC控制是当前的工业选择，技术成熟，成本低，使用方便综合各方面因素以及题目设计要求考虑，采用方案二。第1.2节方案描述如图1-1所示出软开关无桥Boost-PFC电路。该电路可视为由PWM控制的无桥Boost变换器结构和实现零电压转移的辅助网络两部分构成。前者，由输入电感Lm，主开关管VSm1，VSm2，二极管VD1，VD2与输出滤波电容Co组成；工作在CCM下，可实现PFC功能；后者，即谐振回路由辅助开关管VSa，二极管VD3VD6及谐振电感Lr和谐振电容Cs构成，用以实现VSm1，VD1或VSm2，VD2的软开关，并且VSa也为零电流开通和零电压关断无桥Boost-PFC电路是传统APFC电路的简化形式，第2页开关管取代了整流桥中的二极管，工作过程中仅有两个元件导通，所以通态损耗小；储能电感的位置移至交流输入侧，降低了电磁干扰，这种结构更适合大功率PFC的校正场合。无桥Boost-PFC电路的工作模式，在每个工频周期中，对于正负半周期而言，无桥Boost-PFC电路的工作过程都是对称的，因而可视其为工作在不同时段两个相同Boost-PFC电路的组合，控制方法也相似，可使用现有的PFC控制芯片。以工频正半周期为例，采取恒频PWM控制，使VSm1，VSm2同时导通，同时关断。在一个开关周期内，VSm1，VSm2导通时，相当于普通Boost电路中的储能阶段；VSm1，VSm2关断时，电流经由升压二极管VD1，VSm1的体二极管续流，VSm2近似零电压关断。其他器件均工作在硬开关方式下。在硬开关无桥Boost-PFC电路的基础上引入了谐振网络，以抽出主开关管体电容及线路寄生电容上的电荷，获得主开关管的零电压开通和升压二极管的零电压关断。VSm1，VSm2的工作模式同上。相对于一个开关周期，零电压转移时间很短，因而，该软开关变换器可工作在固定频率上，采取PWM控制。依照上述无桥Boost-PFC电路中一个工频周期内的工作模式，软开关无桥Boost-PFC电路可以等价为图1-2所示的软开关Boost电路。图1-1软开关无桥Boost-PFC电路图1-2简化软开关无桥Boost-PFC电路第3页第2章理论分析与研究第2.1节提高效率的方法当前在AC/DC应用中，电源转换效率和节能性能的提高变得越来越重要，满负载效率在AC/DC电源设计中一直是一项主要考虑因素。现在我们最关心的是，如何在轻负载和空负载时实现更好的节能性能，因为越来越多的电源适配器在待机模式下由电网进行供电。由于在全球此类适配器的数量增长迅速，因此大家正在开发新的节能标准。这些新标准概括了对电源的要求，以在不同的工作模式下进行更好的能源利用。为了符合这些新的节能要求，准谐振控制和谷值电压开关(Valley-VoltageSwitching)等技术，以及包括跳脉冲(pulse-skipping)在内的多模式工作模式越来越受到行业的关注。其高效性证明了这些技术可以实现AC/DC转换器从空负载到满负载模式优化的效率提高和功耗降低。越来越多的绿色模式IC采用了这些技术以控制不同拓扑结构的转换器。当前越来越多的AC/DC电源转换器具有取代真实物理电源开关的待机模式。也就是说，在它们的主要功能不工作的时候，电气设备仍存在功耗。最常见的待机功耗出现于诸如使用遥控的电视机和视频设备、无绳电话和无线路由器等具有外部低压电源的电子设备、复印机和打印机等办公设备，以及用于膝上型电脑的电池充电器等设备的应用。待机模式下单个转换器的实际功耗很小，通常是0.3到20W。然而，待机功耗每时每刻都在发生，且此类设备数量众多，因此全球范围内的待机功耗是以指数级快速上升的。若将所有功耗汇总起来，则这些很低的功耗数值将相当可观。据估计，在欧盟待机功耗已经占了家庭和办公用电量的10%，在美国大约占总用电量的4%。为了降低待机功耗并提高整体负载范围，国际上正在制订新的标准。其中，美国环保总署(EPA)的“能源之星”是国际认可度最高的标准之一。能源之星包含了广泛的不断完善的标准，以实现在空负载和轻负载条件下的节能，在标准工作模式下更高的效率，更少的总谐波失真(THD)以及一致的单位功率因数(PF)。表1就是正在制定的这些标准的其中一个例子，显示了单一电压外部AC/DC和AC/AC电源的能源之星标准。新型电源架构和控制技术的提议和制定应符合这些新标准，有源钳位和复位、转移模式和交错式多相PFC、跳脉冲、准谐振控制和谷值电压开关仅仅是其中的几个例子。其中，带准谐振控制或谷值电压开关和跳脉冲的反激式变换器是最出色的技术解决方案之一。反激式变换器由于其具有结构简单、成本低廉、器件数量少、易于控制、支持多种输出电压轨等优点，而被广泛应用于消费类电子应用。为了提高效率和节约能源，同样配置的反激式变换器可用软开关进行操作，比如准谐振控制。配置有软开关时，会降低功耗。由于准谐振控制，一次主开关具有低很多的启动电压。先前充到开关电容的能第4页源将重新流回电源，从而极大提高效率。相对而言，硬开关的CCM和DCM模式都会有很高的启动损耗。为在整个负载范围内更好地降低功耗，反激式变换器可在不同模式下工作，比如频率返送模式(FFM)和绿色模式，具体的工作模式视不同的负载条件而定。在FFM模式下，开关频率随着负载的降低而降低从而减少开关损耗。当负载很小时(磁滞模式，也称为绿色模式或猝发工作模式)，使用跳脉冲技术来启动反激式变换器。跳脉冲减少了开关损耗并在轻负载和空负载时实现了更佳的低功耗模式。对于具有前端PFC预调节器的应用而言，可以在负载很小时关闭PFC工作模式以节约更多的能源。反激式控制IC就是利用这些技术开发的。比如，TI最近推出的UCC28600准谐振绿色模式反激式控制器就是此类IC的一种。它在反激式变换器中的典型配置如图1所示。下文中我们将进一步讨论这些技术是如何提高AC/DC转换器的效率并优化节能的。总结为以下几点：(1)选择合适的开关工作频率为降低开关损耗，工作频率不宜过高，为避免产生噪声，工作频率不应在音频内。综合考虑后把开关频率选定为125KHz。（2）电路中开关管的选取电力晶体管耐压值高、工作频率低、开关损耗大；电力场效应管耐压低、开关损耗小、工作频率较高，为达到提高效率的目的，选用后者。（3）电路中虚流二极管的选取本电路工作频率较高、电压低，对二极管的开关速度要求高，对反向耐压要求不高。与快速恢复二极管相比，肖特基二极管正向压降更小、恢复时间更短；反向耐压也已经满足要求。故选择肖特基二极管。第2.2节功率因数调整方法功率因数是衡量电器设备性能的一项重要指标，功率因数低的电器设备不仅不利于电网传输功率的充分利用，而且往往这些电气设备的输入电流谐波含量较高，实验证明较高的谐波会沿输电线路传导和辐射干扰，影响其它用电设备的安全经济远行，如给发电机和变压器产生附加功率损耗，对继电器、自动保护装置、电子计算机及通讯设备产生干扰而造成误动作或计算误差。因此，防止和减小电流谐波对电网的污染，抑制电磁干扰，已经成为全球性普遍关注的问题国际电I委员会(InternationalElectro-technicalCommission,ICE)与之相关的电磁兼容法规对电器设备的各次谐波都做出了限制性的要求，世界各国尤其是发达国家己开始实施这一标准。近年来随着电子信息产业的高速发展，人们对开关电源的需求与日俱增。传统的开关电源存在一个致命的弱点，即功率因数较低，一般仅为0.450.75,而且其无功分量基第5页本上是高次谐波，其中三次谐波的幅度约为基波幅度的95%，五次谐波的幅度约为基波幅度的70，七次谐波的幅度为基波幅度的45%。九次谐波的幅度约为基波幅度的25%.抑制开关电源产生谐波的方法主要有两种:一是被动法，采用无源滤波或有源滤波电路来旁路或滤除谐波;二是主动法，设计新一代高性能整流器，使它具备输入电流为正弦波、谐波含量低以及功率因数高等特点，即具备功率因数校正功能。采用功率因数校正的开关电源，其功率因数可达0.950.99。近年来功率因数校正技术得到了很大地发展，成为电力电子技术研究的主要方向之一。从功率传递角度讲，功率因数校正变换器最基本的思想就是让用电设备在整个正弦波周期内而不是局部周期获得电能，从电压电流的角度讲就是使电压、电流波形同相位，减少谐波含量.为了实现这个目的，方法多种多样，有无源PFC和有源PFC电路，有源PFC又分为很多种，有两级PFC和单级PFC变换器，还有三相PFC电路和数字控制PFC技术等等。PCF芯片lm2585T-ADJ在被要求工作在CCM模式下，可实现PFC功能，采用功率因数校正线路，主要针对整流电路的脉动电流，用来降低整流器产生的电流谐波。单级功率因数校正变换器的PFC级和DC/DC级共用一个开关管和一套控制电路，在稳态恒定占空比时，控制PFC工作在DCM模式下，可使得输入电流跟随输入电压，从而在获得稳定输出电压的同时实现了功率因数校正。单级功率因数校正变换器电路简单、成本低、体积小，为功率因数校正技术在中小功率场合的应用提供了一种很好的选择。但是，在传统的Boost型单级功率因数校正变换器中，还存在效率低下、中间储能电容电压应力大等缺点，所以有必要对其进行深入研究并提出新的方法加以改进，提出新型的更高效的单级功率因数校正电路拓扑。第2.3节稳压控制方法该电路采用Boost升压电路（如图2-1），假定那个开关（三极管或者mos管）已经断开了很长时间，所有的元件都处于理想状态，电容电压等于输入电压。下面要分充电和放电两个部分来说明这个电路在充电过程中，开关闭合（三极管导通），等效电路（如图2-2），开关（三极管）处用导线代替。这时，输入电压流过电感。二极管防止电容对地放电。由于输入是直流电，所以电感上的电流以一定的比率线性增加，这个比率跟电感大小有关。随着电感电流增加，电感里储存了一些能量。放电过程（如图2-3），这是当开关断开（三极管截止）时的等效电路。当开关断开（三极管截止）时，由于电感的电流保持特性，流经电感的电流不会马上变为0，而是缓慢的由充电完毕时的值变为0。而原来的电路已断开，于是电感只能通过新电路放电，即电感开始给电容充电，电容两端电压升高，此时电压已经高于输入电压了。升压完毕。说起来升压过程就是一个电感第6页的能量传递过程。充电时，电感吸收能量，放电时电感放出能量。如果电容量足够大，那么在输出端就可以在放电过程中保持一个持续的电流。如果这个通断的过程不断重复。就可以在电容两端得到高于输入电压的电压。图2-1Boost升压电路图2-2等效电路图2-3放电过程第7页第3章电路设计与分析第3.1节主回路与器件选择3.1.1.主电路图图3-1主电路图3.1.2.输入电感的选择线圈电感L选择时可按式(1)(4)计算值而确定。式中，Drnax为开关管的最大占空比，0D09，VF为使用的二极管正向导通压降，对于肖特基二极管为05V，对于速恢复二极管为08V(在安培级电流情况下)。Dmax=(Vo+VFVImin)(Vo+VF一06V)=04545(1)ET=Dmax(VImin一06)105200(Hz)=1521(VuS)(2)式中，ET为线圈中蓄积的能量(时间与电压积)。lINDDc=(105*Iomax)(1一Dmax)=23(A)(3)式中I。NDDc为满负载时线圈中平均电流。电感值的确定：如果Dmax085，由上述计算的ET和lINDDc在图4求得的交点即为电感值，如果DI一085，这时计算为保证开关稳压器的稳定性需要的最小电感值，即64(VImin一06)(2Dmax)(1一Dmax)(4)所以，电感值的参数只能用(2)(3)式计算的ET和IlNDDc的值在图3-2求得的交点来确定。从图1-6求得电感为H220-H330之间，图中数字220和330表示电感值为220uH和330uH，图1-6中L或H表示线圈中最多能蓄积的能量(ET)值，L表示ET90Vus，H表示ET250Vus。设计电路选用L=250uH的电感，电感磁芯选用ET值大于152(VuS)的环状铁镍钼磁粉芯，具有抗饱和、低EMI、低损耗的优点。第8页图3-2电感值选择图3.1.3.R3、C4和输出电容C3的确定补偿网络R3和C4作用是使内部反馈环路稳定工作，其值主要取决于调节器的电压增益、Iomax、L、和Co大小，可以按照以下的步骤计算。值得注意的是，计算得出的R3和C4并不一定得到最好的补偿效果。为了得到最好的补偿网络，必须通过输出电压Vo(在带负载的特性下)的动态响应进行测试后再确定R3、C4的具体参数值。R3(750IomaxV02)VIlin=2962k(5)同时器件要求R33kf，在实验的基础上选用R3：287kQ的电阻。C3的计算有两种方法，即式(6)和式(7)。C3(019LR3I一)(VIinVo)=295uF(6)C3VIminR3VImin+(374105L)487800V03=364uF(7)为了确保输出电压的稳定性，输出电容应同时满足(6)、(7)两式，输出电容Co纹波电流计算公式(均方根值)如下：IRIPPLE(RMS)=(IomaxDmax)(1-Dmax)=104A电容纹波电流参数在频率52kHz下应：IRIPPLE+05IRIPPLE(RMS)=156A(8)电容C3的等效串联电阻参数应同时满足式(9)、(10)的条件。ESR(001Vo)IRIPPLE(P-P)=0121(9)EsR(8710VImin)Iomax=0125(10)式(9)中IRIPPLE(P-P)=(115Iomax)(1一Dmax)=264A(11)所以输出电容C3的选择应满足式(9)、(10)、(11)的条件，在实际电路设计中采用两只ESR=0068、IRIPPLE=0785A、电容值为220uF铝电解电容并联。补偿电容C4也是软启动电路的一部分，电源接通时，晶体管的开关占空比以一定的第9页速率攀升，C4就控制晶体管的开关占空比在电源刚接通时的攀升速率，如果没有电容C4，则晶体管的开关占空比在电源刚接通时瞬间达到90，就会从输入端拉入很大电流，为保证电源软启动工作，C4建议大于022时I，计算公式如下C4(585voCo)(R3VI)=1778nF(12)由于正常工作时的额定输入电压为24V，计算得出C4=133nF，在输出动态响应试验的基础上，C4的电容值实际选取为100nF，使输出电压稳定，在本设计中，牺牲软启动功能参数而保证了电压输出指标。3.1.4.输出电压调节电阻R4和R2的确定电阻R4和R2确定输出电压的大小，输出电压Vo和R4、R2的关系如式(13)所示，式中，123V为片内基准电压，可根据式(13)的关系确定R4、R2的值。Vo=123V(1+R4/R2)(13)在实际电路中：R4=50k，R2=2k第3.2节控制电路与控制芯片分析图3-3控制电路该电路采用了控制芯片lm2585T，该芯片以52kHz固定频率控制NPN晶体管vT通断工作，将能量储存在外接电感中。当晶体管导通时，外接电感线圈电流以VlL速率增加，并储存于电感中，储存的电流(能量)与vT导通的时间成正比；当晶体管vT截止时，电感蓄积的电流以(v0一VI)L速率经外接二极管VD泄放并将能量转存到输出电容C3中。这样，在vT导通时存储在电感中的能量，在截止时又被传送到输出端。传送到输出端能量的多少就决定了输出电压的大小。所以只要控制开关管导通和截止的时间比例(占空比)，使占空比跟随着负载的变化而变化，就能控制电感储存和传送的能量，从而得到稳定的输出电压。占空比的调节是通过外接的反馈网络R4和R2(图3-3)将输出电压按比例反馈至误差放大器的反相端，误差放大器把此电压与123V基准电压之差放大，误差放大器的输出与电流传感电压(此电压与vT导通时的电流成正比)进行比较。当负载变化引起输出电压变化时，若输出电压偏低，则比较器的输出通过逻辑电路控制开关晶体管导通时间第10页延长，占空比增大，电感线圈转移能量增加，输出电压上升；若输出电压偏高，则晶体管导通时间缩短，占空比减小，输出电压下降，如此实现输出电压的稳定输出。过流时，内部过流电阻反馈信号关断开关晶体管vT，实现对电路的保护；温度过高时，器件内部热敏元件反馈信号关断开关晶体管vT，实现对电路的过温保护。输入屯压过低时，相应的检测电路禁止开关晶体管vT导通。3.2.1.芯片的性能指标和原理框图输入电压范围为35V40V；内有52kHz固定频率的振荡器；输出级NPN型开关晶体管的耐压为65V，额定电流为3A；具有抑制启动时冲击电流的软启动功能；具有过流保护、低电压锁定和过热保护功能。图3-4lm2585T-ADJ封装的外型图图3-5lm2585T-ADJ的内部等效电路框第11页利用LM1577可以构成一种升压型稳压电源。设计实例的输入指标是：输入电压范围：18V-32V，额定输入电压=24V，输出稳定电压Vo=32V，最大输出电流Iomax=12A。具体的应用电路如图3-1所示。第12页第4章测试方案与测试结果第4.1节测试方案及测试条件4.1.1.测试仪器(1)、TDS1012B-SC数字示波器(2)、DH1718G-4直流三路稳压电源(3)、滑动变阻器（50/2A）(4)、MASTECH数字万用表4.1.2.测试方法电压调整率的测试方法：在输出电流为2A的条件下，调整变压器使隔离变压器的输出在20V到30V之间取几个值然后测量相应的直流输出电压值，根据公式可求得电压调整率。负载调整率的测试方法：在隔离变压器输出为24V、输出直流电压36V，分别测量负载电流为0.2A和2A所对应的输出电压值。负载调整率就是输出电压的相对变化量与标准电压的比值。AC-DC变换器效率的测试方法：在隔离变压器输出为24V,直流输出电压为36V、输出电流为2A的条件下，测得输入电压Us和输入电流Is的直流平均值，效率(UoIo/UsIs)100。第4.2节测试结果及其完整性（1）电压调整率的测试(Io=2A)变压器输出电压（V）202530直流稳压电路输出电压（V）35.93636电压调整率=0.27%(2)负载调整率的测试(Us=24V、Uo36V)负载电流（A）0.22输出电压（V）3635.59负载调整率=0.02%(3)DC-DC变换器效率的测量(Us=