基于STF的永磁同步电机无传感器SVMDTC系统,基于STF的永磁同步电机无传感器.doc

基于STF的永磁同步电机无传感器SVMDTC系统,基于STF的永磁同步电机无传感器 控制与应用技术i EMCA迫札与控制应用xx，41 (7)基于STF的永磁同步电机无传感器SVMDT C系统张少华。 ，郭磊(1中国船舶重工集团公司第七一二研究所，湖北武汉2华中科技大学武昌分校，湖北武汉430064；430064)摘要在永磁同步电机无传感器直接转矩控制(DTC)系统中，采用强跟踪滤波器(STF)构建电机转速、定子磁链观测器，以实现电机参数的实时在线观测。 为降低磁链和转矩的脉动，采用空间矢量调制(SVM)取代传统的电流滞环控制。 为验证该算法的叮行性和有效性，分别构建基于ST F观测器和扩展卡尔曼滤波器(EKF)观测器的永磁同步电机DTC模型。 仿真结果表明，与EKF观测器相比，在起动、突加扰动及电机模型变化等情况下，STF观测器能更快速、更准确地实现电机参数观测，且系统具有更强的鲁棒性。 关键词永磁同步电机；无传感器控制；直接转矩控制；空间矢量调制；ST F；E K FTM351TM3012文献标志码A16736540 (xx)07-0014-06Sen sorless SV M-D TC System for P MSM Based onStr ongT rack ing Filter zH ANG Shaoh uaLG UO Lei(1No712Research Institute，CSIC，Wuhan430064，China；2Wuchang Branch，Huazhong Universityof Scienceand Technology，Wuhan430064，China)A bstr actIn thesen sorlessD TC system，an ST F observer wasestabli shedto obtai nthe m otor speed an d statorflux lin kageT hemotorparameters canbe realti meob servation；i norder toredu ceth erip pleson f l ux link ageand torque，tradi tion alcurrent hysteresis band controlwas replaced by SV M contro1In orderto veri fyth efeasibi lityandeffectiveness ofthe algori thm，the model ofdirect torquecon trolforPMS Mbased onST Fobserver and E K Fobserver werefou ndedT hesi mulati onresuh s in dicateth atST Fobserver canachi evefaster and moreaurate obser vi ngfor th e motorparameters whenstarting withsudden given，sudden externaldi sturbancesor modelchange paredto EKFobser ver，and thesystem is more robustK eywords permanentmag synchronousmotor(PM SM)；sensorless controldirect torquecontrol(DT C)；space vectormodulation(SVM)；strong trackingf i lter(STF)；extend Kalmanf ilter(E KF)0引言永磁同步电机(Permanent MagSynchronous Motor，PMSM)具有结构简单、运行可靠、体积小、重量轻、效率高等优点，在要求高控制精度、高可靠性的场合获得了广泛应用。 转速、位置信号是电机获得高精度控制的前提，机械式传感器增加了控制系统的成本，降低了系统的整体可靠性。 高精度无速度传感器控制成为近年来研究的热点。 扩展卡尔曼滤波(Extend KalmanFilter，E KF)是一种应用于非线性系统的状态最优估计方法，其用E KF构建永磁电机的状态观测器来估计电机的转速、位置信号。 但大多数情况下，EKF只能给出状态的有偏估计，当实际系统参数产生变化时，对模型误差的鲁棒性较差。 为获得更好参数估计，可以利用强跟踪滤波器(Strong TrackingFilter，STF)来实现电机转速估计。 STF与EKF相比，有以下优点J (1)对于模型的初始状态和系统测量噪声的统计性质不敏感； (2)在滤波器达稳态时，对过程的突变状态仍具有很强的跟踪能力； (3)计算量与EKF相当。 本文在永磁同步电机直接转矩控制系统中，采用STF构建电机转速、定子磁链观测器，以实现迫札再粒制应用xx，41 (7)控制与应用技术E眦；A电机参数的实时在线观测；在逆变器的调制方法上，采用空间矢量调制(Space VectorModulation，SVM)取代传统的电流滞环控制，以降低磁链和转矩脉动，分别构建基于STF观测器和EKF观测器的永磁同步电机直接转矩控制模型。 在外界扰动及模型发生变化等情况下，对两种算法进行仿真比较，验证了算法的可行性和有效性。 l永磁同步电机数学模型。 静止两相O t、坐标系中，对于面装式PMSM来说，理想状态下的电机电压、磁链、转矩方程如式 (1)式 (3)所示。 f“n=尺s+L s一r rsin【鲁0r CO S+0rCOS sin0s (2)to口=Lsi口+凡(一口i) (3)式中u、u。 定子电压的OL、卢坐标分量；R定子电阻；i、定子电流的L定子电感；电机转速；转子磁链。 联立式 (1)和式 (2)，可得,3坐标分量；一+sl警=一+转矩方程改写成在d、q坐标系中，有=si一11(LqLd)sin2sm (5)其中，6为定子磁链与转子永磁体产生的磁链之间的夹角，即转矩角。 对于面装式PMSM来说，L。 写为，故式 (5)改=3np10B10in6 (6)由式 (6)可知，若保持定子磁链幅值恒定，由于转子磁链幅值为常数，可通过控制转矩角来实现转矩的动态控制2基于STF观测器的永磁同步电机SVM DTC系统。 4基于STF观测器的永磁同步电机SVMDTC系统如图1所示。 图1中，通过STF观测器估算出电机闭环控制所需的定子磁链、转矩、转子转角速度、磁链角等量。 其中，转角速度与给定转速构成速度闭环。 给定涛速与估算反馈转速差经过PI调节器后作为转矩给定值矩的差经过PI调节器后可得到转矩角的增量。 通过参考电压矢量计算模块可计算出相应的参考电压矢量。 产生PWM信号(s、s、s)，控制逆变器驱动永磁同步电机。 与估算转送入SVM，通过SVM图1基于STF观测器的水磁同步电机SV MDTC系统图21参考电压矢量的计算由式 (7)、式 (8)和式 (3)可得出估计的定子磁链的幅值、角位置和电磁转矩。 由式 (9)得出定子磁链和给定的磁链矢量的偏差。 设系统给定采样时间为，结合式 (10)、式 (11)、式 (12)，可得SVM当前所需的参考电压矢量U。 1I lcr1=+If， (7)rctan (8)d f【p=I=il(c(sO+A6)一fl(sia0+A6)一I IcosOl sin0。 (9)控制与应用技术E A电币乙再拨帚J应闭xx，41 (7)图2定子磁链空间矢量图U=T。 +R。 【=口71+R IUr ala rc ta n22SVM原理SVM是将电机和逆变器看成一个整体，靠电压空间矢量的相加来实现电机转动所需的圆形旋转磁场。 对于三相电压源逆变器来说，一共有8种开关状态，对应8个电压空间矢量。 SVM原理图如图3所示。 (ol o)BIV110)八一N图3SVM原理图图3中，以第3扇区的任一给定矢量例，有+1十为=Us l=T (13)+J式中、(，两个相邻的工作电压矢量；相对应的电压矢量作用时间；或的作用时间。 可得3u T6=T03UU d、=2l (14)一16一给定电压矢量表示为+T (15)联立式 (13)式 (15)，可得l UluJYc。 s(詈一0)相对于其他调制方式，采用空间矢量调制的逆变器实际开关次数较少，最大开关电流较低，开关损耗较小，直流母线电压利用率更高。 (16)3PMSM的STF观测器设计31ST F原理强跟踪滤波算法是由周东华教授90年代在E KF的基础上提出。 考虑一类离散时间非线性系统，如式 (17)所示。 f(k+1)=，M()，()十叫()【y(k+1)=h(k+1，(k+1)+(+1) (17)式中系统状态变量，R；离散时间变量，kN；“输入变量，“R；y输出变量，R。 非线性函数f R“和h尺对导数，过程噪声W()是rt维方差为Q()的高斯白噪声，测量噪声(k)是m维方差为R()的高斯白噪声。 上述系统的强跟踪滤波器如下。 (1)一步状态预报值。 (+1I尼)=l厂(七，u(k)，(尼I七) (2)滤波增益值。 K(k+1)=P(k+1l)日(k+1，(HT(+1，互(k+1I k)+月(有连续的偏 (18)(K+1，(十1I k)P(k+1，k)+1I)+1) (19) (3)状态估计值。 茹(k+1f k+1)=曼(K(k+1)(k+1) (4)预报误差协方差。 P(k+1l)P(k I k)F(后，“()，未(南I k)+Q()+1l)+ (20)=F(k，“(k)，(Ik) (21) (5)状态估计误差协方差阵。 、，、012l11a、毛】6乙再控制应用xx，41 (7)控制与应用技术l EMCAP(+1l k+1)，一K(k+1)H(+1，(k+1fj)P(+1，) (22) (6)残差序列。 T(k+1)=Y(+1)一h(k+1，未(k+1l k) (23)以上各式中，F(k，“(k)，(kk)j(2ox F(jc，d,(k)，(k f!(!(；Ox I()；() (24)=l()；(+) (25)日(k+1，(k+1l(+)=I(+)；(+) (26)、对于式 (17)所示离散非线性系统，采用正交原理，在E KF的基础上，在预测误差方差方差中引入一个多重次优的渐消因子A(k+1)，可将式 (22)改写为P(k+1l k)=A(k+1)F(k，u()，(l P(l k)F(，M()，(I)+Q(k) (27)其中，渐消因子由下式确定A(+1)fA。 ，A。 (28)L1，A010，则，(k，(|ic)，(k)=一t一0一【。 cos)1一_-T,_R s。 sin)L Ls01001()(后)()o(k)，(1，+1)=1。 0cos+1)。 1。 sin+1)(k+1)8(k+1)05(k十1)o(+1) (36)STF递推算法可实现PMSM的STF观测器设计，得到每个采样周期内系统的状态估计值。 4仿真及结果分析为验证基于STF观测器和SVM的永磁同步电机直接转矩控制系统的可行性和有效性，在一17一O O+一Z nU、一一l一p+l，、J)后一1L一(控制与应用技术l E帅cA、亳!乙西宜芾J应闭xx，41 (7)MATLABSim ulink仿真环境下建立了系统的仿真模型。 STF算法通过S函数实现，STF的参数选取为Q=R f02L0P (0)=O3000O O300003000003002。 )-(0。 01O000010000l00000O001其中，仿真采用的电机参数定子电阻为2875Q，定子d、q坐标下的电感、。 为00085H，永磁体产生的磁场为0175Wb，转动惯量为00008kgm，电机的极对数为4。 转速给定为100rmin，在03S时突加3Nm的负载，分别采用EKF观测器估算测器估算的磁链估算波形、转速估算波形、转速估计误差波形、转矩波形、转子位置估算波形分别如图4一图8所示。 从图中对比可以看出，在电机突加给定空载起动后，两种估算方法的转速均能较快达到给定转速。 在起动的动态过程中，STF能较快速地估计电机的各状态参数，而E KF的估计存在较大的动态跟踪误差；稳定运行时，两种算法都能准确估计电机各状态参数。 当电机运行达到03S时，突加负载引起状态发生变化，EKF算法产生的跟踪误差明显比STF算法的脉动大，跟踪状态变化的能力相对STF较差，而STF则能很快跟踪电机状态变化，动态跟踪精度高。 仿真结果说明，STF观测器能较准确地估算出电机的转速、定子磁链等参数，且系统的抗扰动性能较EKF更强。 和STF观pJ Wb wb(a)基于EK F观测器的定子磁链估算波形(b)基于STF观测器的定子磁链估算波形图4给定转速下的定子磁链估算波形以上是在电机模型未发生变化的情况下进行一】8一，口盖二，皇宣二(a)基于EK F观测器的转速估算波形s(b)基=J=STF观测器的转速估算波形图5给定转速100rmin下的转速估算波形2O15l0，05。 盘鼍一0051O0005010015020025030035040045050s(a)基于EK F观测器的转速误差估计误差波形2015，l-O05005-10000501001502O O25030035040045050tls(b)基于ST F观测器的转速估计误差波形图6给定转速100rm in下的转速估计误差波形的仿真比较，但实际情况下，系统在复杂环境下，可能会存在各种随机的噪声干扰，测量时也存在着随机干扰，系统的噪声和测量噪声的协方差矩阵可能05O5O505O2O O5O5050502O迫札再粒刮应闭xx，41 (7)000501001502O02503003504004505O tls(a)基于EKF观测器的转矩波形00O5o1001502O02503O03504O045050tls(b)基于STF观测器的转矩波形图7给定转速103rmin下的转矩估计误差波形_|t i|0O5010015020O25030035040045050tsts；|；|(a)基于EK F观测器的转子位置估算波形0050100150xx5030035o40045050(b)基于STF观测器的转子位置估算波形图8给定转速103rmin下的转子位置估算波形发生变化。 在系统空载，转速给定为120rmin时，系统噪声协方差矩阵Q(k)、R(k)发生变化时的转速波形如图9所示。 其中，Q()、R(k)分别变为Q=控制与应用技术眦A00002O00xx1J f，s(a)基于STF观测器的转速估算波形t|S(b)基于E=KF观测器的转速估算波形图9给定转速120rmin下，噪声协方差变化时的转速波形由图9可以看出，当系统噪声协方差矩阵Q(k)、R(|】)发生变化时，基于STF观测器的系统转速稳定，波形受到拘干扰小，而E KF的波形受到的干扰较大。 5结语为减小传统直接转矩控制方式下，电流滞环控制转矩和磁链脉动较大的问题。 本文在永磁同步电机直接转矩控制系统中，采用SVM取代传统的电流滞环控制，以降低磁链和转矩脉动；为提高系统快速跟踪能力及抗扰动性能，采用STF构建电机转速、定子磁链观测器，以实现电机参数的实时在线观测。 为验证算法的可行性，分别构建了基于STF观测器和EKF观测器的永磁同步电机直接转矩控制仿真模型。 在外界扰动及模型发生(下转第42页)一19200O10O0-。 L2000rl R运行与保护i EMCA迫弗乙再控制应用xx，41 (7)由图6电磁力密度的频谱图可看出，与标准正弦波供电相比，考虑变频器脉宽调制影响时，明显含有开关频率附近的边带频率特征的特征谐波，说明了SPWM下驱动电机的时间谐波和空间谐波磁场不同于正弦工频电源，存在的开关频率的时间谐波特征会导致电机定转子之间的气隙磁场发生畸变，进而影响电机的电磁力分布。 42试验验证异步电机在进行试验时，将配试的变频器开关频率设置为3kHz，在不同的开关频率下所测得电机空载噪音，如表l所示。 可以看出开关频率及其倍频附近的边带噪声较大，开关频率间谐波相互作用产生的径向电磁力波对电机振动的影响非常明显。 和时表1不同开关频率空载噪声测试频率kHz空载频kHz空载1605622626683707624635结语通过对SPWM变频器供电时的谐波进行频率分析，针对H132S一6规格的异步电机，采用有限元软件对其在变频器供电和理想电源供电下的径向电磁力进行仿真计算。 发现变频器供电时，电磁力密度波形频谱中开关频率附近的边带频率特征较突出，并与试验测试结果一致，证明了采用该方法进行电磁力计算的正确性。 本文可为进一步研究变频器供电异步电机振动噪声基础理论的科技人员提供参考。 【参