基于计算机的无刷直流电机控制技术和实现方法.doc

1 无刷直流电动机概述12 无刷直流电动机的控制原理22.1 无刷直流电动机的工作原理22.2 无刷直流电机的基本结构63 以无刷直流电机为执行元件的进给伺服系统的控制83.1 控制系统的整体方案83.2 PWM直流伺服控制技术93.3 DSP核心控制芯片123.3.1 控制芯片选型123.3.2 DSP芯片TMS320F2812特点133.3.3 TMS320F28l 2内部功能模块利用153.4 无刷直流电动机控制策略163.4.1 数字式控制系统163.4.2 PWM信号生成技术173.4.3 电子换相及锁相技术183.4.4 电机电流、转速和位置检测技术224 永磁无刷直流电机控制系统的设计274.1 控制系统硬件设计284.1.1 控制电路设计294.1.2 DSP-TMS320F2812最小系统设计304.1.2.1 电源电平转换电路设计304.1.2.2 时钟电路设计324.1.2.3 JTAG 接口电路设计324.1.3 控制电路的外围电路设计334.1.3.1 3V参考电压转换电路设计334.1.3.2 电流采样和保护电路设计344.1.3.3 PWM驱动电路设计374.1.3.4 位置霍尔捕捉调理电路设计374.1.3.5 CAN 通信接口电路设计394.1.4 主功率板设计394.1.4.1 主电路设计394.1.4.2 功率管的吸收电路设计404.1.4.3 电压抑制电路的设计414.1.4.4 驱动电路设计424.2 控制系统的软件设计444.2.1 程序整体结构分析444.2.1.1 软件占用的主要系统资源444.2.1.2 Q24 定标454.2.1.3 程序总体结构464.2.2 主定时中断服务子程序474.2.2.1 电流采样484.2.2.2 不对称 PWM 产生484.2.2.3 位置霍尔捕捉子程序494.2.2.4 速度计算504.2.3 T4定时中断服务子程序514.2.4 CAN通讯524.2.4.1 CAN 模块的初始化524.2.4.2 置发送邮箱和接收邮箱544.2.4.3 发送和接收消息中断554.2.4.4 上位机界面574.2.4.5 控制系统闭环仿真模型58基于计算机的无刷直流电机控制技术和实现方法1 无刷直流电动机概述直流电动机传动系统控制简单、调速性能好，一直是调速和伺服系统领域中重要组成部分。但是传统的直流电动机采用电刷和换向器、以机械方法进行换向，因而存在机械摩擦，由此带来了噪声、火花、无线电干扰、寿命短等缺点，再加上制造成本高、维修困难，限制了直流电动机的应用，特别是在对电磁干扰、火花要求高等特殊场合。直流无刷电机是在有刷直流电机的基础上发展起来的，它是以法拉第的电磁感应定律为基础，而又以新兴的电子技术、数字技术为后者，具有很强的生命力。1955年，美国D哈利森等人首次申请用晶体管换向电路代替电动机电刷接触的专利，这就是现代无刷直流电机的雏形。经过多年的努力，在20世纪80年代前后，又试制成功了借助光敏二极管实现换流的直流无刷电机。在德国N米斯格林提出采用电容移向换流的方法的基础上，R哈尼特司等人试制成功借助数字式环分配器和过零鉴别器组合来实现换流的无附加位置传感器的直流无刷电机。无刷直流电动机主要包括永磁电动机本体、控制电路和位置检测三部分组成，其转子由永磁器组成，定子上存在着多相绕组。此外，它的转速不受换相的限制，若采用空气轴承或磁悬浮轴承，可以在每分钟高达几十万的转速中运行。无刷直流电动机的运行特性与有刷直流电动机极为相似，有着良好的伺服控制性能，因而被广泛利用。无刷直流电动机控制系统，以其优良的调速性能，正朝着高性能、数字化、智能化、网络化的方向发展。目前无刷直流电动机控制系统的发展趋势主要集中在以下几个方面：（1）全数字化；（2）采用大功率、全控型电力电子器；（3）智能控制；（4）网络化。2 无刷直流电动机的控制原理2.1 无刷直流电动机的工作原理无刷直流电动机本体，在结构上与永磁同步电动机相似，但没有笼型绕组和其他起动装置。其定子绕组一般制成多相(三相、四相、五相等)。转子由永久磁钢按一定极对数(2p=2，4，)组成。当定子绕组的某一相通电时，该电流与转子永久磁钢的磁极所产生的磁场互相作用而产生转矩，驱动转子旋转，再由位置传感器将转子磁钢位置变换成电信号，去往控制电于换向线路，从而使定于各相绕组按一定次序导通，定子相电流随转子位置的变化而按一定的次序换相。由于电子换向线路的导通次序是与转子转角同步的，因而起到了机械电刷和换向器的换向作用。因此，可以把无刷直流电机认为是一个由电子换向线路、永磁式同步电动机以及位置传感器三者共同所组成的“电动系统”。永磁无刷直流电机一般由以下几部分构成：电动机本体滞有电枢绕组的定子和永磁转子)、位置传感器和电子换向电路。在无刷直流电机中，借助反映转子位置的位置传感器的输出信号，通过电子换相线去驱动路与电枢绕组联接的相应的功率开关元件，使电枢绕组依次馈电，从而在主定子上产生跳跃式的旋转磁场，拖动永磁转子旋转。随着转子的转动，位置传感器不断的送出信号，改变电枢绕组的通电状态，使得在某一磁极下导体中的电流方向始终保持不变，这就是无刷直流电动机的无接触式换流过程的实质。其原理如下图1.1所示：于无刷直流电机中永久磁钢装在转子上，而有刷直流电机磁钢装在定子上。无刷直流电机的电子换向线路是用来控制电机定子上上各相绕组通电的顺序和时间的，主要由功率开关单元和位置传感器的信号处理单元两个部分组成。功率逻辑开关单元是控制电路的核心，其功能是将电源的功率以一定的逻辑关系分配给无刷直流电机的各项绕组，以便使电机产生持续不断的转矩。而各相绕组导通的顺序和时间主要取决于来自位置传感器的转子位置信号。但是，由位置传感器所产生的信号一般不能直接用来控制功率逻辑开关单元，需要经过一定逻辑处理后才能去控制逻辑开关单元。直流电源逆变器电动机本体位置传感器输出图1.1为了详细说明无刷直流电动机的工作原理，下面以三相无刷直流电动机为例。图1.2是三相无刷直流电动机的工作原理图。采用光电式位置传感器，电动机的定子绕组分别为A相、B相、C相，因此，光电式位置传感器上有3个光敏接收元件V1、V2、V3与之对应。3个光敏接收元件在空间上间隔120，分别控制3个开关管VA、VB、VC。这3个开关管则控制对应相绕组的通电与断电。遮光板安装在转子上，安装的位置与图中转子的位置相对应。为了简化，转子只有一对磁极。图1.2 无刷直流电动机原理图当转子处于图1.3（a）所示的位置时，遮光板遮住光敏接收元件V2、V3，只有V1可以透光。因此，V1输出高电平是开关管VA导通，A相绕组导通，而B、C两相处于断电状态。A相绕组通电使定子产生的磁场与转子的永磁磁场相互作用，产生的转矩推动转子逆时针转动。图1.3 通电绕组与转子位置关系当转子转到图1.3(b)的位置时，遮光板遮住V1，并使V2透光。因此,V1输出低电平使开关管VA截止，A相断电。同时，V2输出高电平使开关管VB导通，B相通电，C相状态不变。这样由于通电相发生了变化，使定子磁场方向也发生了变化，与转子永磁磁场相互作用，仍然会产生与前面过程同样大的转矩，推动转子继续逆时针转动。当转子转到图1.3(c)的位置时，遮光板遮住V2,同时使V3透光。因此，B相断电，C相通电，定子磁场方向又发生变化，继续推动转子转到图1.3(d)的位置，使转子转过一周又回到原来的位置。如此循环下去，电动机就转动起来了。图1.4给出了各相导通的顺序。上述过程可以看成按一定顺序换相通电的过程，或者说磁场旋转的过程。在换相的过程中，定子各相绕组在工作气隙中所形成的旋转磁场是跳跃式运动的。这种旋转磁场在一周内有3中状态，每种磁状态持续120。它们跟踪转子，并与转子的磁场相互作用，能够产生推动转子继续转动的转矩。图1.4 各相相电压波形图1.5 无刷直流电机的控制原理图2.2 无刷直流电机的基本结构无刷直流电机的基本结构如图1.6所示。定子上放置了三相对称绕组，而转子则是永磁体，一般采用稀土磁钢制成，故称为稀土永磁电机。无刷直流电动机的转子是由永磁材料制成的，具有一定磁极对数的永磁体。转子的结构分为两种：第一种是将瓦片状的永磁体贴在转子外表上，成为凸极式；另一种是将永磁体内嵌到转子铁心中，成为内嵌式。定子上有电枢，这一点与永磁有刷直流电动机正好相反，永磁有刷直流电动机的电枢装在转子上，而永磁体装在定子上。无刷直流电动机的定子上开有齿槽，齿槽数与转子极数有关，应是它们的整数倍。绕组的相数有二、三、四、五相。但应用最多的是三相和四相。各相绕组分别与电子开关电路相连。开关电路中的开关管受位置传感器的信号控制。1定子 2永久磁铁 3轴向通风孔 4转轴图1.6 无刷直流电动机的基本结构 3 以无刷直流电机为执行元件的进给伺服系统的控制3.1 控制系统的整体方案本控制系统是以DSP为核心的全数字式伺服控制系统，使系统在精度、灵活性、功能上以及可靠性上都有很大的改进，很容易实现模拟系统中一些根本不可能实现的功能。但是，由于其灵活性很高，因此如何设计一个实用的控制系统是现在面临的主要问题。控制系统的整体方案系统框图见图3.1图3.1下面对图3.1各个部分做下详细介绍：(1) 上位机：主要完成与下位机的实时信息传递，便于对控制器参数的调整，以利于控制系统的调试。(2) DSP核心控制板：采用TI公司TMS320F2812核心控制芯片搭建控制板。主要完成PWM信号的生成，ADC模块采样电机反馈电流信号，QEP正交编码模块采集光电编码器反馈信号，CAP模块捕获霍尔传感器输出的转子位置信号，SCI和CAN模块主要用来实现与上位机的实时通讯。DSP核心控制板是控制系统最重要的部分之一。(3) 功率驱动部分：采用功率开关管搭建电机的能量输出电路。主要采用IR2130智能电机驱动芯片和IRF640型MOSFET构建三相逆变桥。本部分电路的质量直接关系到整个控制系统的优劣。尤其是自举电容的选择，下一章将详细阐述。(4) 信号处理部分：采取适当的措施处理电机的反馈信号，例如：电流采样信号、霍尔传感器信号和正交编码器信号，去除有害噪声，电平转换，保证反馈的信号可靠的反馈到DSP核心控制板。此部分是控制系统实现闭环控制的主要环节，信号质量的优劣直接关系到伺服控制的精度和能否成功实现。第四章将给出具体的信号处理电路。(5) 电机保护部分：此部分主要完成电机运行过程的实时保护，电机的过压、欠压和过电流保护，逆变电路控制信号的逻辑错误检测。(6) BLDCM无刷直流电机：控制系统采用的是MAXON公司的EC 45系列，250W无刷直流电动机。第二章已经给出了电机的详细参数。3.2 PWM直流伺服控制技术基于高性能TMS320F2812芯片生成PWM控制信号来完成电机的伺服控制。整个控制系统包括位置坏、速度环和电流环，如图3.2所示：为增加电机出力，永磁无刷直流电机的反电势设计成120梯形波，三相互差120，相应的采用三相六状态工作方式。为了实现精确的定位，保证系统的稳定、快速，伺服系统采用三环控制，如图2所示系统控制框图。电流环作为内环，速度环作为外环，位置环作为最外环。位置给定与位置反馈形成偏差，经位置调节后产生速度参考量，它与速度反馈量的偏差经速度调节后形成电流给定量，再与电流反馈的偏差经电流调节输出PWM占空比，控制逆变器开关管的开通与关断从而控制无刷直流电动机，实现位置伺服控制。各环节工作过程如下：（1）上位机通过串口向DSP发送位置给定指令。DSP根据接收到的位置指令，通过位置环、速度环和电流环的调节来控制电机快速稳定的运行到某一特定位置。位置环采用积分分离PID控制器，当反馈位置信号与给定位置偏差较大时，只有比例位置环采用积分分离PID控制器，当反馈位置信号与给定位置偏差较大时，只有比例起作用，快速响应系统输入，取消积分作用，以免由于积分作用使系统超调量增大，反馈位置接近给定位置时，引入积分作用，以便消除静差，提高控制精度。(2) 速度环采用积分分离加积分修正系数的PID控制器，提高系统的相应快速性，减小系统的震荡，显著减小系统的超调。采取此方法可以实现无静差的控制系统，减小转矩脉动对电机转速的影响，提高电动机的机械特性硬度，稳定电机在恒速运动时的机械特性。位置环的输出作为速度环的输入，它限制了电机的转速。当电机开始启动时，由于位置误差比较大，位置环输出限幅在系统允许的最大速度，电机在这个速度值下快速接近目标位置，在这个过程中，速度环的任务就是维持电机的转速恒定，减小系统外的扰动对电机转速的影响，此过程中积分修J下系数主要起到减小控制器的饱和程度，缩短系统的饱和失控时间，提高系统的控制性能。速度的检测精度和实时性直接影响系统的闭环工作效果，影响电机的运行性能，甚至不能正常工作。(3) 电流环采用PI控制器，通过DSP的ADC转换实时采样电机的电流值实现电流的反馈。当电机需要频繁的正反转启动运行，需要尽量缩短启动、制动和反转过渡过程的时间，用加大过渡过程的电流及加大动态转矩来实现，从而加快系统的动态响应。在启动过程时间内维持电流为系统允许的最大值不变，以最大转矩来加速到系统要求的转速，在系统达到稳态转速后电流急剧减小到负载所需要的电流值，从而缩短了电机的启动时间，充分利用电机的过载能力，获得最快的动态响应速度。同时，它也对电机起到了一定的保护作用，限制电机的最大电流值，防止转矩的剧烈波动而损坏电机，提高系统抗电源波动和负载扰动的能力。电流环根据速度环的输出通过PI控制快速跟随速度的变化调整逆变器输出的电压，稳态无静差。电流环的存在使系统性能得到很大提高，提高了系统的可靠性。3.3 DSP核心控制芯片DSP在伺服系统中的主要任务，概括起来就是实时接收输入数据，根据伺服系统的控制规律进行实时计算、处理、逻辑判断和存储，最后实时输出数据。因此DSP的性能直接关系到系统能够达到的最高控制性能，选择一款适合自己系统的核心控制DSP芯片是首要解决的问题，整个控制系统都是围绕DSP来设计的。3.3.1 控制芯片选型数字信号处理器(DSP)是伴随着微电子技术的发展和数字信号处理器电路与技术的不断完善，迅速发展起来的现代高速数字处理单片机，是电子信息领域的新型高科技产品。从80年代初DSP产品推出以来，其发展迅速，生产厂家众多，产品种类繁多，工作速度不断提高。目前，市场上常见的DSP芯片有美国TI公司生产的TMS320系列，AD公司的ADSP系列，MOTOROLA公司的DSP系列，日本NEC公司的PD系列以及LUCENT公司的DSP系列。这些产品在性能上差别不大，但因货源和开发环境的原因，国内应用最普遍的是TI公司的TMS320系列，其次是AD公司的DSP系列。特别是TI公司由于发展快、品种多、芯片内部资源丰富、支持软件完善而独占鳌头，连续四年在同行也中业绩第一，市场占有率为45。目前我国DSP产品主要来自于海外。相对国外DSP的应用开发的情况，我国的差距很大。近年来，在国内DSP的一些专用用户推动下，我国的DSP应用逐渐发展起来，但大多数公司只是依靠TI公司而建立起来的公司，称为TI的第三方，做一些DSP开发工具，或者做DSP硬件平台开发和应用软件开发。由于TI公司的产品在国内的应用最广泛，各方面的配套服务比较齐全，因此本文选择TI公司的DSP作为本控制器的核心。同时TI公司提供了优质的开发环境和一些常用的函数库，为用户提供了很多详尽的C程序例程，方便了设计者的程序设计，缩短开发周期。TMS320C2000系列是专用DSP控制平台。在这个平台上最有代表性的是24系列的TMS320LF2407A和28系列的TMS320F2812。28X系列是目前控制领域性能最好的定点处理芯片，为了跟上技术的发展和后续的系统升级换代，选用TMS320F2812芯片作为核心控制芯片。3.3.2 DSP芯片TMS320F2812特点TMS320X28xx系列数字信号处理器是32位的信号处理器，28xx(281x280x)DSP整合了DSP和微控制器的最佳特性，能够在一个周期内完成32x32位的乘法累加运算，或两个16x 16位的乘法累加运算，能够完成64位的数据处理，从而使该处理器能够实现更高精度的处理任务。快速的中断响应使28xx能够保护关键的寄存器以及快速(更小的中断延时)的响应外部异步事件。28xx有8级带有流水线存储器访问的流水线保护机制，因此，28xx高速运行时不需要大量的快速存储器。专门的分支跳转(Branch100k-ahead)硬件减少了条件指令执行的时间，条件存储操作更进一步提高了28xx的性能。TMS320F2812芯片的主要性能：(1) 高性能CMOS技术，150MHz时钟频率(667ns时钟周期)，低功耗设计(核心电压为18V135MHz，19V150MHz，IO端口位33V)。(2) 高性能CPU，16x 16位和32x32位乘法累加运算，增强型的哈佛总线结构，强大的操作能力，迅速的中断响应，代码效率高(兼容CC+或者汇编语言)。(3) 片上存储器，128Kxl6位Flash存储器，lKxl6位的OPT型只读存储器，两个4Kxl6位的单口随机存储器，1块8Kxl6位SARAM，两块1Kxl6位的SA洲。(4) 外部中断扩展(PIE)模块，可支持45个外部中断。(5) 三个32位CPU定时器。(6) 马达控制外设，两个事件管理器(EvA，EVB)，与240xA器件兼容。(7) 串行接口外设，串行外设接口SPI，两个串行通信接口SCI，标准的UART,增强型局域网络控制器(eCAN，多通道缓冲串口(McBSP)。(8) 12位ADC，16通道，2个8通道的输入多路转换器，两个采样保持器，单个双路同步采样，高速通道转换速率：80ns12MSPS。(9) 最多可有56个可编程通用输入输出(GPIO)引脚。(10) 高级仿真性能，分析和设置断点的功能，实时的硬件调试功能。(11) 开发工具，ANSI CC+编译器汇编器连接器，DSPBIOS，JTAG扫描控制器，广泛的第三方数字电机控制支持。3.3.3 TMS320F28l 2内部功能模块利用表3.1给出了系统中主要用到的TMS320F2812内部资源。主要用到了事件管理器EVA、ADC模块和SCI串口模块。3.4 无刷直流电动机控制策略3.4.1 数字式控制系统随着微处理器的出现及运算速度的提高，控制系统也由原来的以模拟量反馈、模拟控制器为核心的连续控制系统过渡到以数字量处理为主、以高速信号处理器为控制核心的数字控制系统。特别是当前网络技术(主要是现场总线技术)在工业领域的普及和发展，就更加确定了数字控制的主导地位。控制系统中无刷直流电动机作为控制对象。PWM控制信号经过隔离后控制三相逆变桥的开通和关断来控制电机的运行。传感器包括：霍尔传感器(检测转子位置)，增量式光电编码器(计算电机转速和控制位置)和电流采样电阻，这些传感器的信号经过处理后反馈到DSP控制器。作为DSP数字控制器的TMS320F2812接受上位机控制指令和反馈信号，按一定的控制策略和算法，实时的控制电机的运行。数字式控制系统传动结构框图如图33所示数字式控制系统的主要特点：(1) 控制系统集成度高，硬件电路简单而且统一，可靠性高，可重复性好，对于不同的控制对象和控制要求，只需改变控制算法软件即可，可以实现用同一控制器即可控制直流电动机又可控制交流电动机。(2) 数字控制器的输入输出通道可以实现控制量的模拟输出、反馈量的输入，具有数据采集速度快、值域范围宽、分辨率高等特点，为实现高性能的控制算法打下了基础。(3) 采用高速DSP控制器，可以实现复杂的高性能的各种控制策略和方法，如矢量控制、多变量模糊控制等。由于软件的灵活性，可以尽可能充分地实现人工智能，更好的适应控制系统的复杂多变。(4) 借助于一些人机界面设备，可以方便对系统的运行状态进行监控、预警、故障诊断等，还可完成与上位机的实时通信；借助通信技术可以方便的实现高复杂度的多机协作。3.4.2 PWM信号生成技术采用TMS320F2812的事件管理器A来产生控制用的PWM信号。配置通用定时器的计数周期来控制PWM的周期，系统设计的PWM周期为50us，20KHz。利用全比较单元1/2/3来产生互补的PWM驱动信号。根据控制计算的要求实时改变比较寄存器的值来改变PWM的占空比。通过配置可编程的死区单元，保证在任何情况下，每个比较单元的两路PWM输出都不会使功率桥的上臂和下臂同时导通，即在一个功率器件没有被完全关断时，另一个器件不会导通。DSP控制系统采用的PWM控制方案是单极性PWM控制，即两个对角开关管中上桥臂采用定频PWM控制，另一个开关管常开，这样有利于减小电机的转矩脉动。3.4.3 电子换相及锁相技术系统选用的是MAXON公司的无刷直流电机。为了实现转子的准确换相，需要参考转子绕组的连接方式和霍尔传感器的信号输出方式。因此，参照MAXON公司的产品手册绘制了绕组连接方式和霍尔信号波形图，如图3.4所示：图3.4电机绕组接法、霍尔信号和相间电压波形图MAXON公司电机绕组为三角形接法。但它们的换相原理与星形接法电路是一样的。图3.5给出三相三角形桥式开关电路的结构图，详细的电路图参照第四章的电机驱动电路设计。图3.5 三相三角形桥式功率驱动电路根据无刷电机的工作原理，准确检测电机转子的位置是十分重要的。位置信号可以通过检测3个霍尔传感器得到。每一个霍尔传感器都会产生1800脉宽的输出信号，如图3.4所示。三个霍尔传感器的输出信号互差1200相位差。这样它们在每一个机械转中共有6个上升或下降沿，正好对应着6个换相时刻。通过将DSP设置为双边沿触发捕捉中断功能，就可以获得这6个时刻。为了能够准确换相让电机旋转起来，必须清楚所选择的电机的传感器安装方式，以及与传感器信号相对应的绕组通电方式，图36是详细传感器信号与绕组通电顺序。图3.6 霍尔信号与通电绕组关系在得到换相时刻的同时，将CAP1CAP3设置为I/O口、并检测该口的状态，就可以确定换哪一相。将捕捉口的电平状态称为换相控制字。对应关系见表3.2和表3.3：表3.2 电动机轴测观察顺时针旋转时的切换序列注：+号代表电流流入；-号代表电流流出；OFF表示关断；PWM代表控制信号；ON代表管子常开；为空的表示关闭状态；1表示霍尔信号为高屯平；0表示低电平；上升、下降表示脉冲边沿。表3.3 电动机轴测观察逆时针旋转时的切换序列从上表中可以看出电机转子旋转一周要通过6次换相，换相间隔60度。我们可以在捕捉中断处理程序中实时处理绕组的换相。只要按照上表中的换相顺序依次切换相应开关管的状态就可以使电机连续的旋转起来。电子换相技术是无刷电机控制的基础。根据两次换相的时间间隔&，粗略的估计电机的当前转速：这是一种计算电机转速的方法，后面我们还利用另一种方法计算电机的转速。将两种算法做一下对比。有些场合我们需要电机停留在一个固定的位置并保持一定的转矩。我们可以在这个时刻读取换相控制字，但是并不换相，而是使当前导通的开关管保持导通状态不变，并通过一定的电流，电流的大小可以通过改变PWM的占空比来实现。这样就很容易的实现电机锁定在任意特定时刻，无刷电机的优势得以体现。3.4.4 电机电流、转速和位置检测技术电机相电流的检测也是十分关键的一个技术。如何使电机安全稳定的工作，发挥电机的最优性能，必须保证电流信号的准确性。根据本课题的实际情况，下面介绍本系统采用的一种电流检测方法。电流的检测是采用分压电阻R来实现的，如图3.5所示。由于电动机每次只有两相通电，其中一相正向通电另一相反相通电，形成一个回路，因此每次只需控制一个电流。用电阻R作为廉价的电流传感器，将其安放在电机电源对地端，就可以方便的实现电流反馈。每一个PWM周期对电流采样一次，则电流的采样频率为20KHz。采用的是单极性PWM控制方式，在PWM周期的“OFF”期间，电流经过那个常开的开关管和另外一个开关管的续流二极管形成续流回路，这个续流回路并不经过电流检测电阻R，因此在R上没有压降，所以在PWM周期的“OFF”期间不能进行电流采样。另外，在PWM周期的“ON期间，电流上升不稳定，也不易采样，所以电流的采样时刻应该是在PWM周期的“ON”器件的中部。如图37所示，以Q1、Q4为例。它可以通过DSP的定时器采用连续增减计数方式时周期匹配事件启动ADC转换来实现。图3.7 电流采样时刻为了采样电流信号的准确性，TMS320F2812的ADC转换可以实现对单通道的过采样功能。因此，在采样时刻连续采样多次电流信号，并通过相关的数字滤波方法去除系统中的噪声，从而大大提高了采样电流的精度。具体的ADC寄存器配置，以及数字滤波程序将在第五章详细阐述。在高性能的数字控制系统中，需要有高精度的传感器。实现电机位置和速度检测是提高系统性能的关键技术。选用MAXON公司的HEDL 9140增量式光电编码器，其主要性能参数见表3.4。表3.4 HEDL9140性能参数编码器输出的信号波形图如图3.8所示：图38编码器信号波形图从图38可以看出，编码器输出波形A，B为互错900的脉冲。根据A、B的相位差就可以判断电机的旋转方向。I为码盘旋转一圈输出的脉冲。为了提高系统的分辨率，编码器信号输入到DSP的正交编码接口，DSP内部集成了四倍频电路，因此避免了在外部搭建四倍频电路，提高了系统可靠性。利用码盘信号可以准确的检测电机的转速和位置。利用码盘接口信号可以计算转速，方法有：脉冲积分法和脉冲间隔法。(1) 脉冲积分法(M法)在一定的采样间隔时间疋内，将来自编码器的脉冲串用计数器累计，然后，计算转速(radmin)为：n=6000m/MTS (3.2)其中：TS为采样间隔，(ms)；m为在TS时间内的脉冲数；M为码盘每圈的脉冲数，常数。在本系统中，设置速度采样间隔TS=3ms，M=500*4=2000带入式(3.2)可得到：n=6000m/(20003)=10m(r/min) (3.3)假如在TS 内只有一个脉冲，那么可以计算出M法能够检测到的最小转速为nmin=10r/min也就是说低于这个速度的转速，M法是不能检测出来的。(2) 脉冲间隔法(T法)在两个码盘脉冲的间隔TW 内插入己知频率的高频脉冲，计算高频脉冲的个数，从而计算TW及转速：n=6000fc/MN (3.4)其中: fc为插入的高频脉冲频率(1mz)：M为码盘每转脉冲个数；N为在TW内的高频脉冲个数。在本系统中，假设fc为10KHz，则可以计算出T法所能检测到的最大转速为也就是高于这个速度，T法是检测不出来的。还有一种方法也是数字控制系统中经常用的MT法，它是将M法和T法结合在一起，能够检测低转速和高转速。由于采用的电机是三角形接法的高速无刷直流电动机，配置的减速器的减速比是43:1，当电机的最低转速为nmin=10r/min时，减速器输出轴的转速为10/43=0.23r/min，这个速度分辨率系统是完全可以承受的。电机大多数情况下是工作在高速情况下，M法转速的分辨率满足要求。因此，系统采用的是M法测速程序，在程序实现上只需进行一次乘法运算即可。因此，系统的电机测速方法有M法和上节给出的检测电机转速方法，为了验证这两种方法的优缺点，在第六章的实验中做了相关实验。系统同时采用光电编码器脉冲计数来检测电机的位置，其中电机零位的确定是通过捕捉I脉冲来确定的，通过4倍频技术，分辨力可以达到0.18度，在本课题应用中完全满足系统的要求。4 永磁无刷直流电机控制系统的设计永磁无刷直流电机是一个真正意义上的机电一体化产品，所谓的“永磁无刷直流电机”已不是原来所谓的像异步电机那样单一的电机本体，而是一套包括电机本体、控制装置在内的完整的运行控制系统。控制系统设计的优劣直接影响了整个系统的工作性能。永磁无刷直流电机系统综合设计平台作为完整系统的设计软件，必然包括控制系统设计。这一部分的主要工作是按照客户的要求，选择合适的控制理论、控制方法，采用合适的实现手段，完成控制器设计，用以驱动以上所设计的电机本体。永磁无刷直流电动机系统有着类似于直流电动机的电磁转矩方程。在气隙磁场保持恒定的假设下，其电磁转矩近似与电枢电流成正比。因此为了控制永磁无刷直流电动机的转矩与转速，只要调节其电枢电流即可。对于普通的直流电动机，可以通过改变加在电枢上的电压来调节电枢的电流，这也就是所谓的调压调速。在直流电动机调速系统中，既可以利用相控整流调压，也可以利用斩波调压以达到调速的目的，后者既是斩波调速又称脉宽调速，是在直流电源电压基本不变的情况下，通过电子开关的通断改变施加到电机端的直流电压脉冲宽度占空比，以调节输入到电机的电压平均值。由于永磁无刷直流电动机已经具备了向电枢绕组分配能量的功率主回路，因此实现永磁无刷直流电动机的PWM 调速不需要增加功率开关器件上的开销。4.1 控制系统硬件设计全数字控制系统总体硬件主要有控制电路、主功率电路和辅助电源电路组成，包括：基于DSP-TMS320F2812的最小系统、霍尔捕捉调理电路、电流采样和过流保护电路、CAN通信电路、PWM发生电路和隔离驱动电路，主功率电路、泵升电压抑制电路和过压保护电路，以及系统电源管理电路。4.1.1 系统硬件框图控制电路采用TI公司的数字信号处理器DSP-TMS320F2812作为核心控制芯片（下称DSP）。控制器速度给定由上位机通过CAN通讯发送给DSP；采用电流互感器检测A、B两相电流，因电机绕组是三相星型连接可得第三相C相电流。电流检测经采样电阻和调理电路调理，保证其在采样电路所要求的03V量程内，然后送至DSP的三个AD采样口。霍尔位置传感器输出信号H1、H2和H3经整形隔离电路后分别与DSP的三个捕捉引脚相连。为了保证系统安全，本设计设置了硬件过压保护和过流保护电路。如图4.1.1所示，主功率电路采用三相全桥电路，功率管采用功率MOSFET；采用专用驱动芯片IR3120构成驱动电路。系统供电电源采用燃料电池，一方面作为逆变器供电电源，另一方面经辅助电源电路给控制电路和驱动电路供电。为减小电磁干扰，将控制器制作成三块独立PCB板，分别是以DSP为核心的控制电路板、主功率电路和驱动电路板，辅助电源板。4.1.1 控制电路设计控制电路由DSP最小系统和外围电路组成。全数字控制系统对控制芯片的要求较高，不仅要有较多的外设，还要有很强的运算能力，才能满足系统开销。本系统选用TI公司的最新定点数字信号处理器TMS320F2812为控制核心，高速处理能力和高计算精度为大量的运算提供了良好的平台，同时芯片上集成了丰富先进的外设更是方便了电机控制。4.1.2 DSP-TMS320F2812最小系统设计 DSP最小系统是DSP工作的最低硬件要求，主要由电源电平转换电路、时钟电路、JTAG接口电路等电路组成。4.1.2.1 电源电平转换电路设计TMS320F2812需要两路供电电源：内核1.8V和外设3.3V。采用TI公司的电源管理芯片TPS767D318PWP，此芯片可以产生1.8V和3.3V两路隔离输出。TPS767D318PWP使用小电阻的PMOS管传送电流，输出电压跌落小且与输出电流成正比，静态电流小且与负载无关。TMS320F2812需要两路供电电源：内核1.8V和外设3.3V。采用TI公司的电源管理芯片TPS767D318PWP，此芯片可以产生1.8V 和3.3V两路隔离输出。TPS767D318PWP使用小电阻的PMOS管传送电流，输出电压跌落小且与输出电流成正比，静态电流小且与负载无关。电源电平转换电路如图4.1.2.1所示。TPS767D318PWP的通道1输出1.8V供给DSP内核，通道2输出3.3V供给DSP外设。4.1.2.1 电源电平转换电路TMS320F2812上电时序是先外设后内核。为保证DSP上电的时序，通道1的输出使能端1EN接三极管Q1的集电极，当通道2输出3.3V电压，经电阻R12和R13分压，驱动Q1，1EN有效，从而通道1才能输出1.8V，上电时序如图(a)所示。上电时，通道1需要在通道2输出电压高于2.5V才能有电压输出，并且DSP的RESET 引脚RXS必须在通道1输出电压达到1.8V数毫秒后才可以由地跳变为高。TMS320F2812下电时序为先外核后内核，下电时序如图（b）所示。当通道2电压时空后引脚RXS变为低，保证通道1电压低于1.5V 前8us RXS 引脚被拉低。4.1.2.2 时钟电路设计时钟电路提供时钟信号源，经锁相环倍频后作为系统时钟。本系统DSP工作的时钟频率为150MHz。具体设置为：采用外部30M时钟源，再设置PLL倍频系数为5，将外部时钟频率倍频到150MHz。选择晶振HX0-36B作为外部时钟源芯片，其工作电路如图时钟电路所示，XCLKIN连接DSP的X1/XCLKIN引脚，引脚X2悬空。匹配合适的电阻R21和R22，使得XCLKIN的电压不超过1.8V，且电流满足DSP工作需要。晶振在焊接时要注意，既要焊得牢固同时焊接时间尽可能短，否则晶振很容易损坏。4.1.2.2 时钟电路图4.1.2.3 JTAG 接口电路设计JTAG 接口主要用于向DSP 芯片内写入程序和在线仿真调试。本系统的JTAG 接口电路的连接电路如图4.1.2.3所示。接口电路设计中应该注意的几个问题：(1) PD 口直接接VDD_3.3V，6 脚悬空；(2) EMU0 和EMU1 要接上拉电阻以保证信号的驱动能力；(3) TDO、TDI、TMS、TCK 管脚直接和DSP 对应管脚连接，如果TJAG 电缆的长度超过1m 则要接上拉电阻，来提高信号驱动能力。4.1.2.3 JTAG接口电路4.1.3 控制电路的外围电路设计良好的外围电路有利于系统功能的实现，也有助于DSP性能得到最佳的发挥。外围电路主要包括3V参考电压转换电路、电流采样和保护电路、PWM驱动电路、位置霍尔捕捉调理电路、CAN通信接口电路。4.1.3.1 3V参考电压转换电路设计TMS320F2812的采样电压量程是03V，故采样电路需要有精准的3V参考。转换芯片选用REF3030，将模拟3.3V转化为标准3V参考。其电压参考精确，功耗低，电压跌落也很低，输出端不需要接负载电容也能在容性负载下保持稳定。3V电压参考电路如图4.1.3.1。4.1.3.1 3V参考电压转换电路4.1.3.2 电流采样和保护电路设计霍尔电流传感器是目前普遍采用的电流检测元件，其特点是测量精度高，线性度好，响应速度快，电隔离性能好。系统选用电流传感器型号为HNC-50LX，额定测量电流50A，变比K=1：1000。选用两个电流传感器分别检测A和B相电流，C相电流通过A、B相电流相加取反得到。为了得到相电流正负值，需要调理电路加1.5V的偏置处理，最终在软件中再还原。图(a)给出A相电流调理电路，由运放OPA2353 构成比例加法电路，可得到采样电压与输入电流的关系。 （4.1） 取R1=2R3=2R21=2R22，因空载电流较小，导线在电流霍尔上绕两匝，实际变比K=1：500，取检测电阻R4=10。上式可化简为： （4.2）图(b)给出C相电流采样调理电路，可以得到C相采样电压与输入电流的关系： （4.3） （4.4）取R7=R21=R22=R41=R42，R6=3R5，R1= R3=10，得到： （4.5）B和A相电流采样调理电路相同。由式(4.2)和(4.5)可以看出，C相电流完全满足表达式ia+ib+ic=0。A、B、C三相电流检测经调理电路后分别接到DSP的AD采样口，为了获得较高的ADC精度，采样引线应尽量短，且远离数字信号线，这将最大程度消除数字电路中开关噪声与ADC输入之间的耦合；同时，ADC模块的电源引脚与数字电源之间使用隔离。电路调试时应可能选择参数相同的元器件，保证电路的对称性。4.1.3.2.1 电压保护电路过压保护电路的工作原理为：直流侧母线电压经过采样后被送入电压比较器，与事先设定好的参考电压进行比较，如果超过参考值则证明出现过压情况，比较器输出过压保护信号，触发微处理器的中断信号以实现过压保护。4.1.3.2.1 直接检测母线电压电路4.1.3.2.2 过流保护电路过流保护原理同过压保护类似，也分为两种方式。第一种方式是在直流侧母线中加入采样电阻，将电流信号转变为电压信号，然后再进行处理，其电路原理图如图所示。由于采样电阻上电流不能过大，因此这种方式一般适合于小功率电机系统。4.1.3.2.2 直接检测母线电流电路4.1.3.3 PWM驱动电路设计 从DSP发出PWM驱动信号驱动能力小，速度快，而功率管的驱动信号速度慢。因此需要在两者之间设置PWM驱动电路，来使不同步的信号匹配。PWM驱动电路的芯片采用双轨收发器SN74LVCC4245。图4.1.3.3给出了PW驱动电路，SN74LVCC4245采用双轨供电，B口采用3.3V供电，可以和DSP的PWM的输出口直接连接；A口采用5V供电，可以直接驱动功率管。由于功率管驱动信号为高电平有效开通，在系统未进入运行前，为确保逆变器功率电路的安全，通过下拉电阻保证为低电平输入，这样系统的上电初始状态将封锁所有逆变器开关信号，以防功率桥发生直通。4.1.3.3 PWM 驱动电路4.1.3.4 位置霍尔捕捉调理电路设计J60ZWX001型无刷直流电动机的位置传感器选用霍尼韦尔磁位置传感器SS400系列。其输出为OC门，需接2k上拉电阻增加其驱动能力，并且在霍尔输出信号与地之间接1n的瓷电容，经两个非门整型后连接到收发器SN74LVCC4245缓冲电路，接消除干扰。在连接到DSP的三个CAP口，设置DSP双捕捉功能，得到位置信号。SS400系列磁位置传感器的输出是反逻辑的，在安装位置传感器时需注意这一点。4.1.3.4 (a) 位置霍尔捕捉调理电路4.1.3.4 (b) 霍尔位置传感器结构图4.1.3.5 CAN 通信接口电路设计系统速度等控制信号由上位机通过CAN通讯给定，同时电机三相电流信号、速度反馈等系统状态信息也由CAN通讯上传到上位机，并用相关软件界面显示。CAN接口电路核心芯片采用SN65HVD231。SN65HVD231是TI公司推出的一款CAN收发器，提供CAN协议控制器和物理总线之间的接口，该器件对总线提供差动发送能力，并对CAN控制器提供差动接收能力。图4.1.3.5给出控制板的CAN通讯硬件接口电路。7脚CANH和6脚CANL通过电缆线与带有CAN卡的上位机连接；8脚通过DSP的IO口配置成0，将芯片配置成高速模式。CAN卡选择NI公司的PXI-8461(工控机型号为PXI1042Q)4.1.3.5 CAN通讯电路4.1.4 主功率板设计4.1.4.1 主电路设计图(a)给出逆变器和电机的等效模型，主电路采用三相全桥逆变电路。燃料电池作为直流电源供电，输入端串入二极管Din，直流母线上并输入电容Cin，泵升电压抑制电路由R0和Q0组成。功率管采用N型功率MOSFET，其型号为IXFK200N10P，基本参数为：VDSS=100V，ID25=200A，RDS(ON)7.5m，trr150ns。4.1.4.2 功率管的吸收电路设计主功率电路存在分布电感，在功率管开关断时di/dt较大，故功率管DS间会产生瞬间较高浪涌电压尖峰，对功率管的安全构成威胁。常常在功率管两端加RCD缓冲电路（RCD Snubber）来抑制电压尖峰，图4.11(b)给出了功率管的RCD缓冲电路。RCD缓冲电路吸收原理是：当功率管关断时，功率管原先的电流流过电容C和二极管D，从而分布电感上的能量转移到电容C上，其电压从0缓慢上升至最大值，这样就抑制了功率管管断时的电压尖峰；功率管开通时，电容C上存储的能量流过功率管Q和电阻R，加速功率管Q的开通。在设计吸收电路时，功率管的斩波周期应该是吸收电路时间常数的1020倍，以保证吸收电路电容上存储的能量能够在开关管导通期间全部释放完。由于主电路的电感分布参数很难定量计算，所以需要不断进行试验，选取合适的RCD参数。经调试，本文选取R=5.1/3W，C=0.1u/100V，=RC=0.51um，二极管D 型号MUR420，功率管电压尖峰不超过70V。4.1.4.3 电压抑制电路的设计考虑到系统输入电压为56V，设置控制电路的滞环上限Umax为70V，下限Umin为66V。文献给出了电压抑制电路的参数设计。 （6）式中Imax 为系统最大过载电流，0为空载角速度，Tmax为最大电磁转矩，R为回路总电阻，tr为Cin电压从Umin上升到Umax所需时间，max为电机最大加速度。其中amax表达式为： （7）对于本系统Imax=3IN=66A，0=838rad/s，Ke=0.026V/rpm，R=0.1，Tmax=3TN=3.06Nm，J=4.910-5kgm2，tr 选择为1ms，得到： （8）（9）选用2个2200uF/1