开关电源模块并联供电的系统A题.doc

开关电源模块并联供电系统摘要:本设计以微控制器TMS320F28044为控制核心，基于开关电源同步降压原理，使用双相并联控制技术，实现了一个开关电源模块并联供电系统。本供电系统对输出电流、电压进行采样，采用软件补偿网络和数字PID算法实现电压反馈环和电流反馈环，达到输出恒压和成比例分流的目的。最终使电源输出电压值稳定在8V，误差小于0.25V，当输出电流在1.53.5A内变化时，两个电源模块的输出电流比可在0.52之间调节。该并联供电系统外围电路简单，具有精度高、反应灵敏、稳定性好、输出范围宽的特点，且供电系统还具备输出电流电压显示的功能，控制方便，人机交互界面友好。关键字:双相并联；同步降压；软件补偿；分流；PID闭环控制1 方案论证1.1 系统总方案图1. 1 系统框图系统由开关电源、反馈回路、控制部分、保护电路和供电电路组成。系统框图如图1.1所示。主回路为两个同步降压模块；反馈回路主要为两路电流检测和电压检测电路；控制部分以TMS320F28044为核心，利用了其自带的ADC和PWM波产生模块；保护电路主要对过流和短路进行保护，并在排除故障后自动恢复正常工作。整个系统以微控制器为控制核心，合成软件补偿网络，进行PID数字闭环调节，输出电压稳定，输出电流比例可精确控制，抗干扰能力强。1.2 开关电源拓扑选择方案一: 降压斩波电路(BUCK)。降压电路见附图1，它由MOSFET开关管Q、肖特基二极管D、LC低通滤波器组成。当Q导通时，D截止，MOSFET漏极电流通过LC滤波器向负载供电，同时LC自身储存一定能量；当Q截止时，其漏极电流为零，电感L上的感应电动势极性为左负右正，D导通，电感和电容中存储的能量对负载继续供电。方案二：同步降压电路(Synchronous BUCK)。电路如图1.2所示，同步降压与传统降压的主要区别在于前者将肖特基二极管换成了开关管，从而高边Q1低边Q2同时工作，用两路互补的PWM波对Q1、Q2控制，再经过LC滤波输出。图1. 2 同步降压拓扑在传统的Buck电路中，由于肖特基二极管的管压降较大，使得在低压大电流情况下，二极管的损耗很大，导致整个电源效率低、发热量大。相比之下，同步降压的低边MOSFET的导通损耗更小，故本设计选取方案二。2 理论分析计算2.1 DC/DC变换器稳压方法图2. 1 电压反馈环路对于开关型降压电路，由于输入和输出电压保持不变，流过电感的电流是线性上升或下降的锯齿波电流，其平均值即为输出电流，设高边控制信号的占空比为D，则在低边MOSFET的反向电压平均值，该平均值即反向电压通过LC滤波器在负载上产生的输出直流电压。故通过电压反馈控制两路PWM波的占空比可达到稳压的效果。电压反馈环路如图2.1所示，将分压调理过的电压信号送至微控制器自带ADC采样，然后在控制器内与设定的电压基准比较，并利用软件补偿网络进行处理，输出反馈信号与电流比值信号共同控制两路输出PWM波的占空比，从而调节输出电压。该电压反馈环中的补偿网络是微控制器内部合成的数字补偿网络，可针对不同电路参数更改网络零极点，从而使系统得到精确补偿，方便控制。本系统作为一个电源并联系统，电源传递函数应为，其中、分别为两个电源模块的传递函数。对于同步降压模块，PWM波控制MOSFET输出部分的传递函数为直流量,没有相位的变化。低通LC滤波网络由电感和一系列的并联电容构成。设ESR、DCR分别为电容、电感的寄生电阻。其传递函数为式2.1由控制部分和滤波电路得到系统控制到输出的传递函数：式2.2本系统中两个电源模块除控制信号外，选取的外部参数相同，故开环传递函数为：式2.3由上式可计算本设计开环传递函数补偿网络为一个双极点双零点网络，零点为在滤波器截止频率处的二阶零点，即；极点分别选在ESR引起的零点的位置和1/2的开关频率处，即，；确定系统带宽，则可得到补偿系统的直流增益，使控制到输出在交越频率上的增益为1。图2. 2开环、补偿网络及闭环波特图计算可得，本设计的补偿网络函数为:补偿后闭环传递函数其开环传递函数、补偿网络传递函数、补偿后系统总传递函数的波特图如图2.2所示。其中，虚线代表原开环传递函数，点划线代表补偿网络函数，实线代表补偿后系统闭环传递函数。利用双线性变换可将补偿网络传递函数从s域转换到z域，然后可在微控制器内进行相应运算，实现补偿网络的功能。双线性变换公式为：，。变换过后得到z域内的补偿网络函数为：。2.2 分流控制图2. 3供电系统等效模型两路并联同步降压变换电路的直流等效模型如图2.3所示。图中R1和R2代表两电源模块的直流等效电阻，包括MOSFET管的导通阻抗，电感的等效直流阻抗以及焊接线路的阻抗。本系统中两个同步降压模块的参数及器件选择均相同，故其直流等效阻抗可近似相等，令。、分别为输入输出电压，d1、d2分别为控制两个电源模块的占空比。TMS320F28044可以产生非常精确的驱动信号，相比于其他控制器，它具有高精度、高分辨率的特点，故而具有较好的均流性能。两路信号占空比与输入输出的关系为：，则，。两路电流成比例时，设，则有，若与为定值，由该式可知，通过调节两路PWM波占空比的相对大小，可实现成比例分流的目的。图2. 4 电流PID调节环路电流环的控制采用工业上常用的PID闭环控制方法，可以比较方便的整定相关参数，便于控制。PID调节环路如图2.4所示。对输出电流实时采样得到两路输出电流的比值，然后与电流比例参考值进行比较和PID调节，输出结果与电压环输出信号共同控制输出PWM波的占空比，从而控制输出电流。2.3 电流电压检测TMS320F28044有16通道的12位高速ADC，电流、电压检测信号采集调理后均送入该ADC采样，使采样精准、反馈迅速。（1）电流检测本电源系统对效率具有一定的要求，当电流检测电阻阻值过大时，会增加系统的损耗；电流检测电阻过小时，多数材料的电阻温度系数太高使得采样信号精度小。本设计采用具有低电阻温度系数，宽使用温度范围，焊接性能良好的康铜丝作为电流检测电阻。检测电路选用高边电流检测的方法。检测电阻放置在高侧，即电源与负载之间，不仅消除了低边检测中出现的地线干扰，还能检测电池与系统地的短路故障。（2）电压检测输出电压采用电阻分压，利用射极跟随器对分压信号进行调理，然后再送入微控制器自带ADC采样。本系统输出电压一直稳定在8V，而微控制器自带ADC输入电压的范围为03V，选取合适的电阻进行分压，使送至ADC的电压较大，使ADC高位得到有效利用，提高检测精度。2.4 过流保护本系统采用软件和硬件两种方式实现保护。短路情况下，硬件电路提供过流信号，两模块的输出电流信号经加法器相加后与过流门限比较，将比较结果接至微控制器的PWM波生成模块，原理图电路图见附图2、附图3。负载短路时，比较器输出电平改变，PWM波模块自动切断输出。过流情况下，微控制器检测输出电流大小，当输出电流超过阈值电流时，切断电源控制信号。两种保护电路相结合既保障过流保护阈值电流的精度也保证了短路保护的响应速度。负载过流后，系统进入保护状态。保护电路由输出光电耦合器和定值保护电阻串联而成，电路一端接+5V电源，一端与负载相连，光电耦合器作为程控开关使用，其等效电路见附图4。保护状态中，开关S导通，5V电源连入电路。通过测量负载上的电压大小，判断负载阻值，当负载恢复至安全范围后，系统自动恢复。具体计算方法如下：负载两端电压，而，故。3 电路设计 3.1 开关电源电路设计图3. 1同步降压电路本设计为两个同步降压模块组成的并联供电系统，采用半桥驱动芯片IR2110进行驱动，该芯片利用自举电容和自举二极管实现对高边桥路的驱动。开关管选取IRF3205，它的导通阻抗仅为8m，能降低开关管的导通损耗从而进一步提升系统效率。开关管后接LC滤波网络对输出的方波信号进行滤波，电路图如图3.1所示。电感L和电容C取值可按照如下公式计算：，式中，为电感电流纹波，为电感纹波系数，为输出电压纹波，取，。在尝试不同电容和电感后，最佳组合为，。3.2 电压检测电路图3. 2 电压检测电路电压检测选用低噪声、高精度宽带运算放大器MAX9632，其单位增益稳定，可单电源。使用该芯片可相对减小电压检测带来的误差，提高A/D采样数据的精度。电路如图3.2所示。根据分压网络计算得输出电压。3.3 电流检测电路电流检测电阻为阻值为7m的康铜丝，检测芯片采用单电源、高精度检流放大器MAX9918，该芯片具有-20V75V的共模输入范围，可用于单向或双向电流检测，且外围电路简单，仅需通过外接电阻设置增益，增益大于30倍可调。电路如图3.3所示，根据外接电阻的取值，增益为。图3. 3 电流检测电路4 软件设计软件部分主要需要实现信号采样、补偿网络算法、PID控制算法、键盘控制和输出显示几个功能。程序模块框图见附图5。其中模数转换采用微控制器自带的12位高速ADC。系统采集电源输出电流和负载两端电压值，在微控制器内实现闭环控制算法，计算得到输出PWM波的占空比，控制输出电压以及输出电流比例，从而实现电压环与电流环的数字闭环控制。软件主流程图、中断控制流程图如图4.1图4.2所示。 图4. 1 软件主流程图图4. 2 中断控制流程图5 系统测试及分析5.1 测试仪器直流稳压源 型号：SG1733SB3A万用表 型号：FLUKE 17B秒表 精度：0.01s5.2 测试方案及结果分析测试框图见附图6，输入端连入电流表A0、电压表V1，分别测量输入电流和电压；两个电源模块的输出分别接入电流表A1、A2，测量单路输出电流、；电流表A3和电压表V2测量流经负载的电流和电压。通过测量值可计算题中各项指标。（1） 恒压、均流及效率测试测试方案：保持其他条件不变，调整负载至额定输出状态，即负载电流为4A，测量输入、输出电压和电流，记录输出电压误差的绝对值，计算电系统效率；记录调整负载完毕到读数稳定的时间。表5. 1恒压、均流及效率测试数据（V）（A）（V）（A）t（s）23.441.568.244.0290.59%0.9823.601.568.244.0390.19%0.76分析：额定输出情况下，系统输出电压为8.24V，偏差不超过0.25V，系统效率大于90%。读数稳定时间小于1s。（2）输出定比例分流模式测试测试方案：保持输出电压，调整负载使负载电流分别为1.0A、1.5A和4.0A，其对应电流比分别为、和。测量输出电压和每个电源模块的输出电流，计算输出电流相对误差的绝对值；记录调整负载完毕到读数稳定的时间。表5. 2输出定比例分流模式测试数据（V）（A）（A）相对误差（A）相对误差t（s）1:18.244.082.0280.59%2.0200.98%0.841:28.111.5130.5080.73%1.0140.53%1.221:18.070.9980.5041.00%0.5020.60%1.34分析:负载电流分别为1.0A、1.5A和4.0A，两个电源模块输出电流以、和成比例自动分配，每个模块输出电流的相对误差不大于1%。读数稳定时间小于1.5s。（3）输出电流分流比可调模式测试测试方案：保持输出电压，调整负载使负载电流在1.53.5A之间变化，在0.52内设定两个模块输出电流比例。测量输出电压和每个电源模块的输出电流，计算输出电流相对误差的绝对值；记录调整负载完毕到读数稳定的时间。表5. 3输出电流分流比可调模式测试数据（V）（A）（A）相对误差（A）相对误差t（s）1:28.142.0280.6750.15%1.3640.89%1.251:18.162.5321.2680.16%1.2770.87%1.563:28.193.0331.8240.23%1.2250.97%1.672:18.203.3782.2570.22%1.1391.15%1.82分析：负载电流在1.5-3.5A之间变化时，在0.5-2内对两个模块设定不同的输出电流比例，每个模块输出电流相对误差的绝对值小于1.2%，读数稳定时间小于2s。（4）过流保护及自动恢复测试测试方案：保持输出电压，调整负载使负载电流变大，在负载电流为4.5A左右时观察系统是否自动保护，排除故障后，观察系统是否自动恢复，记录动作电流。表5. 4过流保护及自动恢复测试动作电流（A）偏差电流（A）是否自动恢复4.4720.028是分析：系统在负载电流为4.472A时自动保护，排除故障后系统自动恢复。6 实验总结本系统以TMS320F28044为控制核心，设计并制作了开关电源并联供电系统，其主电路拓扑为同步降压电路，运用到的核心技术为软件补偿网络和PID数字闭环控制。电源可稳压分流输出，还具有过流、短路保护功能。输出电压可稳定在8V，误差小于0.01V；满载时整机效率高达90%，负载电流为1A和4A时，两个模块自动均分电流，每路输出的相对误差小于1%，负载电流在1.53.5A之间变化时，两个模块的输出电流比可在0.52之间调节，每路输出的相对误差小于1.2%。系统较好的完成了题中基本部分和发挥部分的各项要求，并具输出参数显示功能，系统稳定且界面友好。7参考文献:1黄根春,柯亨玉.电子设计教程.北京:电子工业出版社,2007年8月第一版2杜炜，王聪，何安然.采用无电流传感器实现两相BUCK变换器的均流方法J.电源学报,2011年,1月,第一期:85-903耿铭慈.高压高效率同步降压变换器功率级电路的分析与设计D.成都:西南交通大学.2009年附录：附图1 降压斩波电路（BUCK）附图2 过流检测原理图附图3 过流保护电路附图4 过流自恢复电路原理图附图5 程序模块框图附图6 测