数字功放课程设计.doc

武汉理工大学学科基础课群课程设计课程设计任务书学生姓名： 何界先 专业班级： 通信0904 指导教师： 撒继铭 工作单位： 信息工程学院 题 目: 数字功放初始条件：电子技术基础知识、电子技术实验室、Multisim仿真软件要求完成的主要任务: 1. 任务：设计一个利用模拟话筒拾取话音，模数转换后，进行数字信号处理，最后数摸转换输出。2. 要求：用仿真软件对电路进行验证，使其满足以下功能要求：（1）能够实现语音放大、音调的调节。（2）给出采样频率的计算依据、A/D，D/A精度选择依据。（3）数字语音处理方法的选择依据。时间安排：序号阶段内容所需时间1方案设计2天2硬件设计3天3软件设计3天4系统仿真2天系统调试3天答辩1天合 计14天指导教师签名： 年 月 日系主任（或责任教师）签名： 年 月 日目 录摘 要0Abstract11.数字功放的基本概况21.1 数字功放和模拟功放的区别21.2 过载能力与功率储备21.3 功放的失真度比较21.4 扬声器的匹配问题32.D类音频功率放大器基本原理43.D类音频功率放大器各部分的分析与实现53.1 前置音量放大电路53.2 三角波发生电路63.3比较器电路93.4 驱动电路113.5 H桥互补对称输出电路123.6 低通滤波器133.6 电源模块154.系统调试及数据分析164.1 系统调试中的问题及解决方案164.2 测试数据记录及分析165.原理团186.设计小结197.参考文献20摘 要一般认为，功率放大器根据其工作状态可分为5类。即A类、AB类、B类、C类和D类。在音频功放领域中，C类功放是用于发射电路中，不能直接采用模拟信号输入，其余4种均可直接采用模拟音频信号输入，放大后将此信号用以推动扬声器发声。其中D类功放比较特殊，它只有两种状态，即通、断。因此，它不能直接放大模拟音频信号，而需要把模拟信号经“脉宽调制”变换后再放大。外行曾把此种具有“开关”方式的放大，称为“数字放大器”，事实上，这种放大器还不是真正意义的数字放大器，它仅仅使用PWM调制，即用采样器的脉宽来模拟信号幅度。这种放大器没有量化和PCM编码，信号是不可恢复的。传统D类的PWM调制，信号精度完全依赖于脉宽精度，大功率下的脉宽精度远远不能满足要求。因此必须研究真正意义的数字功放，即全（纯）数字功率放大器。关键词：数字功放，音频放大，三角波发生器，PWM调制 Abstract Generally believed that thepower amplifieraccording tothe statusof their workcan bedivided into fivecategories.NamelyClass A, ABCategory A, B, C andDcategories.Inthe field ofaudio amplifier, Cclassamplifieris used fortransmittingcircuits,analogsignalscan not be directlyinput,the other fourcan bedirectlyinputanalogaudiosignal,thissignal isamplifiedtodrivethe speaker sound.Class Damplifierwhichis rather special,it has onlytwo states, namely,pass, off.Therefore, itcan not be directlyamplifiedanalog audiosignals,analog signalsby theneedtopulsewidthmodulationtransformand,thenamplified.Laymanoncesucha switch methodofamplification,referred to asdigitalamplifier,in fact,thisamplifieris nottrulydigitalamplifier,it is onlyusing the PWMmodulation,pulse widththat isusedto simulate thesamplingsignalamplitude.Thisamplifier is notquantifiedand PCMencoding, the signalis notrestored.TraditionalClass-DPWM modulationsignal accuracyis totally dependent onpulse widthprecision,high-powerpulse-widthaccuracy is muchlowercan not meet therequirements.Muststudythe true senseof thedigital power amplifier,whichall(pure) digitalpower amplifier.Keywords: Digital power amplifier,audio amplification,triangularwave generator, PWMmodulation1.数字功放的基本概况1.1 数字功放和模拟功放的区别数字功放由于工作方式与传统模拟功放完全不同，因此克服了模拟功放固有的一些缺点，并且具备了一些独有的特点。 1.2 过载能力与功率储备 数字功放电路的过载能力远远高于模拟功放。模拟功放电路分为A类、B类或AB类功率放大电路，正常工作时功放管工作在线性区；当过载后，功放管工作在饱和区，出现谐波失真，失真程度呈指数级增加，音质迅速变坏。而数字功放在功率放大时一直处于饱和区和截止区，只要功放管不损坏，失真度不会迅速增加，如下图所示。 由于数字功放采用开关放大电路，效率极高，可达75%90%（模拟功放效率仅为30%50%），在工作时基本不发热。因此它没有模拟功放的静态电流消耗，所有能量几乎都是为音频输出而储备，加之前后无模拟放大、无负反馈的牵制，故具有更好的“动力”特性，瞬态响应好，“爆棚感”极强。 1.3 功放的失真度比较 在所做的两次功放中可以看出，模拟功放存在推挽对管特性不一致而造成输出波形上下不对称的失配失真，因此在设计推挽放大电路时，对功放管的要求非常严格。而数字功放对开关管的配对无特殊要求，基本上不需要严格的挑选即可使用。模拟功放几乎全部采用负反馈电路，以保证其电声指标，在负反馈电路中，为了抑制寄生振荡，采用相位补偿电路，从而会产生瞬态互调失真。数字功放在功率转换上没有采用任何模拟放大反馈电路，从而避免了瞬态互调失真。 1.4 扬声器的匹配问题由于模拟功放中的功放管内阻较大，所以在匹配不同阻值的扬声器时，模拟功放电路的工作状态会受到负载（扬声器）大小的影响。而数字功放内阻不超过0.2(开关管的内阻加滤波器内阻)，相对于负载（扬声器）的阻值（48）完全可以忽略不计，因此不存在与扬声器的匹配问题。2.D类音频功率放大器基本原理 一般的脉宽调制D类功放的原理方框图如下图所示。图2为工作波形示意，其中(a)为输入信号；(b)为锯齿波与输入信号进行比较的波形；(c)为调制器输出的脉冲(调宽脉冲)；(d)为功率放大器放大后的调宽脉冲；(e)为低通滤波后的放大信号。 图1 D类放大器的工作原理图2 D类放大器的工作波形示意图 3.D类音频功率放大器各部分的分析与实现3.1 前置音量放大电路 我本打算采用宽频带、低漂移、满幅运放TLC4502，组成增益可调的同相宽带放大器。由于TLC4502在市场上价格比较贵，并且不好买，最后我们通过实验的方法测试可以用LM324来代替，所以我们最终采用的前置放大电路如下图所示。 我们选择同相放大器的目的是容易实现输入电阻Ri10k，满足输入电阻越大越好的要求。取V+=Vcc/2=2.5V，输入电阻Ri大于10k，故取R 1=R 2=51k，则Ri=51/2=25.5k，反馈电阻采用电位器R 4，取R 4=20k，反相端电阻 R3 取2.4k，则前置放大器的最大增益Av为 Av =1 + R4/R3 = 1+ 20/2.4 9.33.2 三角波发生电路我们的三角波发生电路的寻找过程可以分3个阶段，我们将它一一记录下来，我们的第一阶段电路图如下：由于运放TLC4502没能买到，我们决定用运放TL062来代替，但在仿真中发现不能调出三角波，所以这种方法我们没有采用，继而寻找下一种方案。下图是我们无意间发现，然后采用的三角波发生电路，此方案完全可以满足我们的设计要求，即三角波频率可以达到250KHz，Vp-p可以达到0.9V，初步我们决定选用此方案，但此电路与仿真和理论有些相差，下图按理论来说本应该输出方波，但在实际电路中确输出的是类三角波，当放大时发现三角波的线性度很差，有点像正弦波，所以这个简单的三角波发生电路我就被更换，电路图如下：仿真波形如下图所示：从波形中我们读出此波形的频率很高，完全满足我们设计的要求，频率大概为250KHz，Vp-p1V，但我们又发现此波形再放大的时候线性度很差，看起来又像正弦波，并且很不稳定。本来打算使用此电路产生三角波，在无意中又发现在增大电阻R的值时，波形渐变成方波，渐变图如下图所示，并且幅度和频率可以调到所需的要求，波形也比较稳定，加上在试验箱上的实验中发现后面的电路有不合适，初步确定是三角波不合适，所以我们有进行下一阶段的尝试。在这个阶段，我们将上面的电路加以改进，将上面的电路调试使它产生稳定的方波，然后再加一个积分电路，将方波转换成三角波，看是简单的积分电路花费了我们的好多时间，开始我们使用的是运放LM324,积出的波形有点像电容充放电的波形，即线性度特别差。开始我们尝试着去改变反馈电容和电阻的大小，结果发现没多大的改善，接下来我们断定是运放LM324的性能不好，我们就用LM393替换了LM324,结果令我们很高兴，三角波的线性度变得较为理想，各方面的参数都能满足我们的设计要求，最后我们决定就选用此电路，电路原理图如下所示.三角波的幅值为 三角波的频率为采用上面电路图我们的输出波形如下图：3.3比较器电路选用LM311精密、高速比较器，电路下图所示，因供电为5V单电源，为给V+=V-提供2.5V的静态电位，取R12=R15，R13=R14，4个电阻均取10 k。由于三角波Vp-p=2.5V，所以要求音频信号的Vp-p不能大于2V，否则会使功放产生失真。PWM调制器：把原始音频信号加上一定直流偏置后送到运放的正输入端，另通过自激震荡产生一个三角波加到运放的负输入端。当正端上的电位高于负端三角波时，比较器输出为高电平，反之则输出低电平。若音频输入信号为零，直流偏置三角波峰值的1/2，则比较器输出的高低电平持续的时间一样，输出就是一个占空比为1:1的方波，当有音频信号输入时，正半周期间，比较器输出高电平的时间比低电平长，方波的占空比大于1:1；负半周期间，由于还有直流偏置，所以比较器正输入端的电平还是大于零，但音频信号幅度高于三角波幅度的时间却大为减少，方波占空比小于1:1。这样，比较器输出的波形就是一个脉冲宽度被音频信号幅度调制后的波形，称为PWM(脉宽调制)或PDM（脉冲持续时间调制）。音频信息被调制到脉冲波形中。经比较器后的PWM输出波形如下图所示：从我们的波形可以看出，方波受到高频信号的干扰，这是我们在下来要解决的重要问题之一。3.4 驱动电路 此电路主要完成两个功能：（1）将 PWM 信号整形变换成互补对称的输出驱动信号；（2）通过门电路的串并完成延时与后级H桥电路的驱动。驱动电路电路图如下图所示：用 CD40106 施密特触发器并联运用以获得较大的电流输出，送给由晶体三极管组成的互补对称式射极跟随器驱动的输出管，保证了快速驱动。驱动电路晶体三极管选用2SC8050和2SA8550对管。3.5 H桥互补对称输出电路 对VMOSFET的要求是导通电阻小，开关速度快，开启电小。因输出功率稍大于1W，属小功率输出，可选用功率相对较小、输入电容较小、容易快速驱动的对管，IRFD540和IRFD9540VMOS对管的参数能够满足上述要求，故采用之。实际电路如下图所示。驱动电路输出的互补PWM开关驱动信号交替开启M2和M3或M1和M4，再设计中有一个重要的，也是无法彻底消除的问题存在，就是要保证H桥上2个同侧的MOS管(M1和M3，M2和M4)不能同时导通。如果MOS管M1和M3(或M2和M4)同时导通，那么电流就会从电源Vcc正极穿过2个MOS管直接回到负极。此时，电路中除了MOS管外没有其他任何负载，因此电路上的电流就可能达到最大值(该电流仅受电源性能限制)，甚至烧坏MOS管。基于上述原因，在实际驱动电路中要使M1与M3或M2与M4在导通时间上有一个延迟，也称死区时间。为了减小死区时间，在驱动电路中为了使输出的两驱动信号较好着对称，电路中加入了与门延时电路，防止死区时间电流过大，使MOS管发热严重。又由于MOS在导通和截止的时候，一定不是在瞬间完成的。MOS两端的电压有一个下降的过程，流过的电流有一个上升的过程，在这段时间内，MOS管的损失是电压和电流的乘积，叫做开关损失。通常开关损失比导通损失大得多，而且开关频率越快，损失也越大。导通瞬间电压和电流的乘积很大，造成的损失也就很大。缩短开关时间，可以减小每次导通时的损失；降低开关频率，可以减小单位时间内的开关次数。这两种办法都可以减小开关损失。在综合考虑后我们选择频率为160KHz。3.6 低通滤波器 最后一级需把大功率PWM波形中的声音信息还原出来。方法很简单，只需要用一个低通滤波器。但由于此时电流很大，RC结构的低通滤波器电阻会耗能，不能采用，必须使用LC低通滤波器。当占空比大于1：1的脉冲到来时，C的充电时间大于放电时间，输出电平上升；窄脉冲到来时，放电时间长，输出电平下降，正好与原音频信号的幅度变化相一致，所以原音频信号被恢复出来。 我们电路采用4阶Butterworth低通滤波器(如下图所示)，上限频率20 kHz，在通频带内特性基本平坦。经过截止频率公式f=，加上ORCAD软件的仿真（仿真频率响应图如下），从而初步确定一组参数L1=22uH,L247uH，C1=l.68H，C2=1H。20kHz处下降2.75dB，可保证20 kHz的上限频率，且通带内曲线基本平坦；100 kHz、166.4 kHz处分别下降43.55dB、62.26dB，完全满足对高频的滤出。4阶Butterworth低通滤波器4阶Butterworth低通滤波器幅频响应3.6 电源模块我们这次设计的数字功放所有模块都采用5V电源供电，所以电源一块设计起来比较简单，我们就采用集成稳压块L7805CV。L7800系列输出电流为1.5A，这足够满足我们的要求，无需再去扩流，我们的电路图如下图所示。仿真的结果：4.系统调试及数据分析4.1 系统调试中的问题及解决方案下面就我们调试过程中遇到的一些问题及解决方案总结一下。在开始我们选定原理图后，由于原理图中的运放型号在仿真软件中没有，我们决定用两种仿真软件（Orcad与Multisim）来进行仿真，这样既可以进行仿真结果的比较，还可以相互弥补，找到更多的原件进行仿真，最后还是找不到的我们采取更换电路和器件的方法，使仿真顺利进行。在仿真三角波时，我们使用施密特触发器产生方波，然后用积分电路将方波转换成三角波，在仿真中无论怎样改变都无法积出三角波，实在没办法，我们就决定用实验箱直接连出电路，看结果如何，就参照无法仿真出的电路，在实验箱上我们首先搭出了方波发生电路，结果和仿真的完全相反，在示波器上出现了三角波，频率和幅度完全满足设计要求，就是线性度不好，波形如原理中所示，这可以说是我们的一个意外发现，开始我们认为三角波的线性度不好，只要波形的幅度可以，频率稳定输出就不会影响后面的比较，于是决定使用此电路产生三角波，这样既简单，又方便。但在后面的实验中发现此三角波极不稳定，甚至影响后面电路以致无法正常工作，加上为了改变三角波能与后面的电路协调工作，无意间又发现在增大电阻的时候，三角波渐变成方波，并且波形稳定，我们就决定将此方波经积分电路转换成三角波，将无法仿真出的积分电路在实验箱上加上之后，结果出来了，三角波上半部分有些失真，我们将采用的运放LM324更换为LM393后，三角波就不再失真了，并且线性度变得更好些了，最后我们在探索中找到了三角波发生电路，而且，在后面的电路中，我们将更多的实验放到了实验箱上，减少了仿真。4.2 测试数据记录及分析4.2.1 放大倍数加入200mV正弦波后，经前置放大后输入p-p=800mV 输出p-p= 5.429 V Av = = 6.784.2.2 效率 输入i=200mV，整体电路全部采用5V单电源，双端输出各接一8负载 Pi = 0.